淺述如何借用多相位升壓轉換器改善電源供應效能

　　升壓電源供應器常用來(lái)將低電壓輸入轉換成較高電壓，但隨著(zhù)電源供應的功率需求增加，它們所無(wú)法承受的電流應力（current stress）也可能出現。本文說(shuō)明交錯式升壓技術(shù)如何大幅減少電路應力（circuit stress），并對這種新方法和傳統的升壓轉換器進(jìn)行分析比較。

　　高功率升壓轉換器的需求是由眾多工業(yè)和汽車(chē)應用所推動(dòng)，其中許多應用使用12 V輸入電壓，但卻需要更高的非隔離式輸出電壓，此時(shí)升壓轉換架構就是常被選用的一種技術(shù)。本文將以一個(gè)輸入電壓為12V，輸出為37V@7A的例子討論電磁線(xiàn)圈驅動(dòng)器的電源供應架構選擇。在單相位電源供應中，輸入和輸出電容的漣波電流都很大，我們將證明雙相位技術(shù)可大幅的降低漣波。至于電源供應器的其它規格需求則如表1所列。這個(gè)電源供應器必須承受電磁線(xiàn)圈啟動(dòng)和關(guān)閉時(shí)出現的大電流突波，同時(shí)維持高輸出電壓精確度；除此之外，轉換效率也很重要，它能將功耗減至最少，并將溫升限制在可接受的範圍內。37V和7A的輸出代表超過(guò)250W的負載功耗，就算轉換效率達到91%，電源供應仍有25W的功耗散逸，因此需要安裝多個(gè)散熱片。另外，雖然這篇文章并未特別說(shuō)明，但是電源供應器的體積和成本也很重要。

　　架構

　　表2是標準的單相位升壓轉換器以及交錯式（或雙相位）升壓轉換器的線(xiàn)路。在單相位設計中，閘極驅動(dòng)電壓會(huì )加在FET Q1，使得電晶體的汲極電壓，也就是電路的切換點(diǎn)（switching node），被下拉至地電位，此時(shí)輸入電壓會(huì )跨接在電感L1的兩端，導致電流開(kāi)始上升；在這段期間內，早已充滿(mǎn)電力的輸出電容C2必須獨自供應負載所需之電流。等到Q1停止導通時(shí)，L1為了繼續維持電流流動(dòng)，其兩端的電壓極性會(huì )立刻反轉，使得切換點(diǎn)的電壓高于輸入電壓，此時(shí)二極體D1進(jìn)入順向偏壓狀態(tài)，輸入電源開(kāi)始對輸出電容C2重新充電，并且供應負載所需的電流。

　　由于電感器的伏秒乘積在這兩種開(kāi)關(guān)狀態(tài)下必須保持相等，也就是ton×Vin必須等于toff×Voff，因此電感的逆向電壓就成為FET導通時(shí)間，或是負載週期的函數；改變開(kāi)關(guān)的負載週期就能控制輸出電壓的大小，其值可由Vout =Vin/（1-d）簡(jiǎn)單公式計算。此公式只在連續導通模式（continuous conduction mode）中有效，而該模式的定義則是電感電流在所有時(shí)間都為正值。

　　如表2所示，在雙相位升壓電路中，每個(gè)相位的工作方式都很像前述的單相位升壓轉換器。這兩個(gè)轉換器會(huì )以反相180度的方式動(dòng)作，使得輸入和輸出電容的漣波電流互相抵消；藉由這種方式，設計人員就能選擇性地減少零件數目，或者使用與單相位設計相同的零件數目，但是提高電路的工作效能。交錯式升壓設計會(huì )強迫兩個(gè)功率級共同提供輸出電流，使得電源輸出由它們平均分擔；另一方面，如果工程師不採用這種設計，其中一個(gè)功率級的電流輸出就會(huì )遠大于另一個(gè)功率級，使得塬有的漣波消除優(yōu)點(diǎn)化為烏有。

　　交錯式電路設計實(shí)務(wù)

　　表3是單相位升壓電路中，輸入電容C1的漣波電流，它的波形和電感電流的波形完全相同，只是不含直流成份。從中可以看出Q1導通時(shí)，電流會(huì )朝正的方向逐漸增加，負載週期比則約等于前述負載週期公式所定義的0.67。雙相位電路的設計理念是讓工作效能達到單相位設計的水準，同時(shí)減少所需的功率零件數目。交錯式設計可以減少輸入電容的漣波電流，此優(yōu)點(diǎn)可從表4看出，因為兩個(gè)功率級的動(dòng)作相差180度，所以它能將漣波電流的峰至峰值減少一半。由于交錯式升壓電路的有效輸入漣波電流基本上就等于單相位設計的輸入漣波電流，因此雙相位設計的個(gè)別相位漣波電流可以是單相位設計的兩倍。

　　在交錯式設計中，各個(gè)功率級的工作頻率和單相位設計完全相同，都是100KHz，但由于漣波抵消作用的影響，它的有效輸入和輸出漣波會(huì )變成200 KHz。因此在計算雙相位設計的電感值時(shí)，使用的頻率雖和單相位設計完全相同，但所能允許的漣波幅度卻會(huì )增加一倍，使得設計所需的電感值得以減少一半。值得注意的是，在雙相位設計中，輸入電容的有效漣波電流大約等于單相位設計，因此這兩種設計會(huì )使用同樣數量的輸入電容。

　　就像輸入電容一樣，交錯式設計的輸出電容也能享受同樣的好處。表5是單相位設計的輸出電容漣波電流，當FET導通時(shí)，該電容會(huì )提供所有的輸出電流（- 7A，電流從C2流出）；當FET截止時(shí)，會(huì )有相當于Iout×d/（1-d），也就是+14A的電流流入輸出電容，并對它進(jìn)行重新充電。電感的斜率可由波形上端看出，但它不會(huì )造成總均方根值電流增加。若設計決定採用鋁電解質(zhì)的輸出電容，則由于其電容值遠超過(guò)輸出漣波電壓的要求，所以它們的數目將由個(gè)別漣波電流的額定值決定。表5電流波形的均方根值約為Ipp×√（d×（1-d）），在本設計中這等于10Arms。表8所示的單相位測試電路需要12個(gè)輸出電容，才能滿(mǎn)足總漣波電流的額定值要求。

　　表6是交錯式升壓設計中，個(gè)別輸出電容的電流值以及它們的總和，在不考慮電感斜率的情形下，相位A和B的峰至峰電流振幅會(huì )等于單相位設計的一半，這是因為其頻率和截止時(shí)間的負載週期都是單相位設計的兩倍。在表6中，綜合電流或總電流的均方根值為5Arms，因此設計只需要半數的輸出電容，就能讓電壓漣波等于單相位設計的電壓漣波。

　　表7是不同負載週期下的漣波電流抵消效果，垂直線(xiàn)則代表工作點(diǎn)的負載週期，從中可以看出在此負載週期下，交錯式升壓設計的均方根值電流等于單相位設計的一半。值得注意的是，50%的負載週期可以提供完全抵消的效果，使得輸出漣波電流等于零；另一方面，輸出漣波電壓在該工作點(diǎn)上將變得非常小。

　　表8和表9是單相位和交錯式升壓轉換器的完整設計，從單相位設計可以看出，它是利用一顆在電壓模式下工作的BiCMOS低功耗電流模式PWM控制器（TI 的UCC38C43）來(lái)同時(shí)驅動(dòng)兩顆MOSFET電晶體—由于升壓功率級的電流很大，所以需要兩顆MOSFET。此處還使用一組蕭特基整流器，這是因為將電流分給兩個(gè)整流器的做法并不實(shí)際。由于升壓轉換器無(wú)法在短路時(shí)限制輸出電流的大小，所以這裡還使用TPS2490熱插換控制器和過(guò)電流保護電路，我們在實(shí)驗過(guò)程中發(fā)現這種設計可于電流過(guò)大時(shí)將電流切斷。為了將溫度升幅保持在可接受範圍內，我們總共用了3組散熱片。

　　表8的交錯式設計則使用UCC38220，它是內建可程式最大負載週期的雙通道交錯式PWM控制器，可將電流均分給兩個(gè)功率級。為了感測電流大小，設計使用了一個(gè)體積小而低成本的電流感測變壓器，并將它連接至Q5和Q7的汲極接腳。電流感測訊號首先會(huì )被濾波，再送到UCC28220的電流感測輸入接腳，這顆元件會(huì )將電流平均分給兩個(gè)相位；由于交錯式設計的電流是由兩個(gè)相位共同平分，所以設計中使用了兩組蕭特基整流器。電流的降低讓二極體不必再安裝散熱片，于是零件數目和組裝成本都會(huì )減少。

　　圖1是這兩種設計完成組裝后的電路，我們將其置于同一張電路板以方便比較。單相位設計（上半部）大約需要18平方英吋的電路板面積，交錯式設計（下半部）則會(huì )佔用14平方英吋。

　　兩種設計的電路面積差異主要來(lái)自輸入電感和輸出電容，單相位設計還需要第3組散熱片幫助輸出二極體散熱，交錯式設計的二極體則是透過(guò)所連接的電路板散熱。另外，如表11所示，交錯式設計因為使用較小的電感，所以最大高度會(huì )小于單相位設計。

　　設計的比較

　　為了比較這兩種設計，我們執行了多項測試，包括轉換效率、輸入和輸出漣波電壓以及暫態(tài)負載效應；我們發(fā)現在絕大多數情形下，雙相位設計的表現都勝過(guò)單相位設計。

　　表10是這兩種設計的效率比較，它們都能達到91%的效率目標，然而在最大負載條件下，雙相位設計的效率會(huì )高出2%，雖然這看起來(lái)并不顯眼，但若比較兩種電源供應的熱功耗，就會(huì )發(fā)現其中差別很大。單相位設計會(huì )消耗23W的功率，雙相位設計只有16W，這相當于將熱功耗減少3成，因此顯然會(huì )對散熱片的選擇以及熱功耗設計造成影響。

　　在表10中，效率曲線(xiàn)的形狀也值得注意，特別是單相位設計的效率曲線(xiàn)，它的最大值出現較早，然后就開(kāi)始快速下降，這是因為導通損失劇增所產(chǎn)生的特性。兩種設計的主要區別在于電感、升壓二極體、輸出電容和電路板的功耗，表11比較了這兩種設計對于電感規格和效能的要求。如前所述，雙相位設計所需要的電感值遠小于單相位設計，每顆電感的電流也只有單相位設計的一半。電感的體積是由其電能儲存需求和溫度升幅決定，電能儲存需求可由1/2 × L × I2計算，從表11可以發(fā)現單相位設計的儲存電能是雙相位設計的5倍。

　　這表示我們若要讓兩種電感的溫度升幅保持相同，單相位設計的電感就必須擁有5倍的體積。在這個(gè)範例中，我們認為與其保持同樣的能量密度，不如允許較大的溫度升幅；我們採用損耗較大的電感因而犧牲了單相位設計部份效率，這使得單相位設計大約多出5W的功耗。在這兩種設計的功耗差異中，約有1W來(lái)自于電容，每顆輸出電容的漣波電流約會(huì )產(chǎn)生100mW的功耗，單相位設計所需要的電容數目約比雙相位設計多出6顆。雙相位設計的功率級必須使用兩顆二極體，分別承擔總電流的一半，因此它們的電壓降較低，使得總功耗約減少1W。

　　表12是輸入和輸出電壓漣波的量測結果，其中左邊是單相位設計的波形，右邊則是交錯式設計的波形。上半部是輸出漣波的電壓波形，我們可以從波形看出幾項重點(diǎn)。漣波電壓主要由電感電流通過(guò)輸出電容的等效串聯(lián)電阻所產(chǎn)生，右邊的波形顯示交錯式設計會(huì )提高漣波的頻率。在左邊，由于單相位設計使用較大的電感值，所以漣波的頂端顯得相當平坦，右邊波形的下降幅度比較大，因為開(kāi)關(guān)電晶體截止導通時(shí)，電感的電流會(huì )有較大幅度的變動(dòng)。下面的波形也證明若採用雙相位設計，輸入漣波電壓的頻率也會(huì )變得較高。

　　表13是兩種設計的迴路增益—雖然它并不能算是一對一的比較。單相位設計使用電壓模式控制，其缺點(diǎn)是必須補償兩個(gè)復數極點(diǎn)和一個(gè)右半面零點(diǎn)（right half plane zero），因此設計只能達到1 kHz的迴路頻寬。雙相位設計需要電流感測來(lái)實(shí)現兩個(gè)相位之間的電流平衡，所以電流模式控制的實(shí)作變得非常容易。電流模式控制的補償比較簡(jiǎn)單，因為它只有一個(gè)極點(diǎn)和一個(gè)右半面零點(diǎn)，并能提供將近4kHz的較大頻寬。

　　表14是這兩種設計的時(shí)域效能，每種設計的負載都是由1～7個(gè)放大器推動(dòng)，然后再量測輸出電壓。兩種設計都能達到±1%的負載穩壓精確度，但是單相位設計的表現略勝一籌，因為它使用了較多的輸出電容。

　　縮小交錯式升壓設計的體積 可提升效率

　　和降壓穩壓器一樣，交錯式升壓設計的效能也勝過(guò)單相位設計，例如從表15即可看出，交錯式升壓設計的體積更小，效率更高，這是因為它能減少輸入和輸出電容的漣波電流，使得設計的成本和熱功耗都更??；它還能減少電感的電能儲存要求，這表示電感磁線(xiàn)圈的體積、高度和熱功耗都會(huì )降低。在這個(gè)例子裡，多相位設計可以減少3成功耗，同時(shí)將熱量分散至較大的電路板面積，進(jìn)而讓設計擁有更好的熱功耗管理能力。多相位設計必須量測和平衡每個(gè)相位的電流大小，因此它確實(shí)會(huì )增加電路的復雜性，這從控制零件數目的比較就能夠看出。