功率芯片結合納米技術(shù)推進(jìn)功率轉換技術(shù)進(jìn)步
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另一方面，功率芯片制造商正不斷開(kāi)發(fā)能夠處理高電壓和大電流的技術(shù)。將交流電網(wǎng)電壓轉換至中間母線(xiàn)需可靠的設備提供數百伏電壓和數安培電流。同時(shí)，再由母線(xiàn)電壓轉換至最終負載電壓則需要數百安培電流的低壓設備。上述功率轉換已在個(gè)人電腦上實(shí)現了，它先將線(xiàn)路功率因數校正(PFC)電壓降至電源盒外的母線(xiàn)電壓，再降至主板的通用低電壓, 這充分展示了新的高電壓和大電流半導體技術(shù)及其架構的效用。
諧波極限值和功率因數校正
當電氣負載(如PC)消耗的電流與輸入電壓(AC線(xiàn)路)同相，且電流不失真(正弦波)時(shí)，交流電網(wǎng)的功率輸出可達到最佳狀態(tài)。為此，作為歐洲標準的IEC 6100-2-3規定了各類(lèi)設備的諧波極限值。例如，所有消耗功率超過(guò)75W的個(gè)人電腦的諧波(度數 n=3、5、...至39) 都必須處于或低于給定的曲線(xiàn)(以mA/W為單位)。目前,臺式機的功耗在140W至250W之間，這意味著(zhù)所有銷(xiāo)售到歐洲的PC都必須符合上述標準。當這項標準確立后，世界其它地區都將逐步按照其執行。
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電源線(xiàn)路(PLINE=VLINE*ILINE)具有雙倍頻率 |
諧波越高, 限制越嚴格。但這些諧波的能量也越少，更易于濾波。根據該規范，允許諧波電流的最大輸出大于600W，這樣要在更高功率下符合這一規范就更具挑戰性。
功率因數(PF)是與線(xiàn)路提供功率的綜合質(zhì)量相關(guān)的一個(gè)總體參數，它與輸入電流總諧波失真(THD)的關(guān)系如下式所示：
PF = cos( /(1+THD2)1/2 [1]
式中(是線(xiàn)路電壓和消耗電流間的相位差。無(wú)相位差((=0)，且無(wú)失真(THD=0)時(shí)， PF=1。由于分子(cos( (在0到1之間， 而分母總是大于或等于1，因而PF (=1。
由于IEC 61000-3-2標準規定了THD的諧波分量，THD和PF因此都不足以度量性能。實(shí)際上，這一規范的度量和遵從標準為諧波失真參數，這個(gè)參數以及達到這一規范的技術(shù)一般被劃分到“PFC”或“功率因素校正”的類(lèi)別中。
理論上，PF表達式中的cos( 既可為正，也可為負。請記住，負的cos( 值相當于負載電路對線(xiàn)路供電的情形。在基于二極管橋的整流電路中，這種情形是不可能發(fā)生的。
諧波極限值規范的約束
將功率從交流電網(wǎng)引至負載的標準方法是直接在負載兩端跨接二極管橋整流器。如以由二極管橋式整流器和阻抗負載組成的簡(jiǎn)單系統為例，橋后的電壓和電流則不失真，無(wú)相位差，可整流為正弦波，且PF=1 (圖1)。在這種情況下，輸入到負載上的功率由倍頻、零最小和瞬時(shí)值波形構成：
P(t)= (V2/R)*sen2(t = (1/2)*(V2/R)*(1-cos2(t) [2]
式中V是線(xiàn)路電壓的幅度，R為負載，(為線(xiàn)路的角頻率2(f，f=50Hz或60Hz。由方程[2]可得實(shí)際或平均的功率為：
PAVE=(1/2)*V2/R = VRMS2/R [3]
隨時(shí)間變化的零平均脈動(dòng)功率為：
PPΜLS = -(1/2)*(V2/R)*cos2(t [4]
這個(gè)簡(jiǎn)單例子描述了理想的AC線(xiàn)路整流電路模型。而另一方面，該電路沒(méi)有能量存儲功能，整流器輸出端功率具有AC線(xiàn)路的倍頻分量。在這一理想化的模型中，典型的負載實(shí)際上需要恒定(DC)功率。因此，它必須具有大容量的能量存儲元件，一般采用處理非失真輸入功率P(t)和DC輸出功率PAVE差異的電解電容來(lái)實(shí)現。這個(gè)差異自然是由[4]所給出。
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功率轉換鏈高級方塊圖，從交流線(xiàn)端至中間電壓總線(xiàn)Vbus。 |
在負載中添加一個(gè)小電容C將使通過(guò)負載的電壓變得平滑，紋波減少，但由于電流波形嚴重偏離了正弦波并采用了目前脈沖的形狀，因而使到PFC減小。連接電容的粗糙橋式整流器是IEC-61000-3-2規范制訂以前，多數商業(yè)設備所采用的常規無(wú)PFC電路架構，PFC技術(shù)是在低輸入諧波電流量和嚴格調節輸出電壓下，維持輸入和輸出功率匹配的方法。
PFC架構
PFC的一般架構包括與AC線(xiàn)路接口的穚式整流器，以及PFC升級。PFC級存儲著(zhù)電容C (圖2) 中的無(wú)功功率，然后是PWM升壓級。正如前文中討論，PFC級可實(shí)現線(xiàn)路電壓和電流的良好匹配。
在完全平衡的條件下(PF=1)，我們會(huì )發(fā)現AC線(xiàn)路側的波形如圖1(a)所示。而在整流側，電容C產(chǎn)生的無(wú)功功率為：
PCR(-VCDC*C*2(*VCRIPPLE*cos2(t [5]
式中VCDC 為電容兩端的DC電壓，VCRIPPLE 為其紋波峰值，而(=2(f為線(xiàn)路電壓的角頻率(f=50/60Hz)。應注意PCR 類(lèi)似于圖1系統(無(wú)電容)中的PPΜLS。由方程[5]可得：
VCRIPPLE ( PCR(PEAK)/ VCDC*C*2( [6]
這是很有用的設計公式，它揭示了電容C、直流電壓及紋波值之間的折衷關(guān)系。在經(jīng)過(guò)PFC級線(xiàn)路處理后的諧波量, 通過(guò)DC/DC轉換器的消除電容C的過(guò)濾，即可充分去除輸入的紋波電壓。
PFC和PWM的實(shí)現
圖2中的控制是組合IC器件，它是非常小巧的芯片，在電路板上集成了兩個(gè)控制環(huán)路。PFC部分是由電感L1、開(kāi)關(guān)Q1 (MOSFET)、大電容C和二極管D1構成，這是受控于PFC/PWM控制器的一半電路。然后通過(guò)“前向”轉換器將C上的電壓調節至總線(xiàn)電壓。組合IC的另一半用于初級控制，其中包括開(kāi)關(guān)Q2和Q3、二極管D2-D5、無(wú)源元件L2和C2，電壓參考IC用于次級控制。該轉換需要隔離高輸入和低輸出電壓，通過(guò)正向轉換通道的變壓器(T)和反饋通道的光耦來(lái)實(shí)現隔離。
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圖3. 升壓二極管器件的剖面圖 |
控制器架構
控制器由主變壓器(T)供電(Vcc引腳)，即輔助次級繞組變壓器(圖中未標明)產(chǎn)生一個(gè)相對較低的電壓(15V)。由于每個(gè)控制器I/O引腳的電壓都低于15V，因此該芯片采用低壓密集型BiCMOS工藝。當PFC和PWM兩部分的運作協(xié)調有效時(shí)，可以最低的成本(BOM)實(shí)現PFC和PWM功能。PFC部分通過(guò)上升沿調節控制。MOSFET Q1在時(shí)鐘邊緣關(guān)斷，并根據PFC方波的前導/上升沿，在環(huán)路控制下導通。PWM用“拖尾”調制進(jìn)行控制。MOSFET Q2在時(shí)鐘邊緣導通，并根據PWM方波的拖尾/下降沿，在環(huán)路控制下關(guān)閉。相應地，在同步時(shí)鐘的作用下，兩個(gè)晶體管決不同時(shí)消耗電流，這樣進(jìn)一步重新分散電流，從而使高電壓輸入電容的數值降至最小。請注意，在50Hz時(shí)，波型與圖1中的曲線(xiàn)類(lèi)似，當時(shí)鐘頻率為67KHz時(shí)，開(kāi)關(guān)調節器的限幅波形使電流出現紋波。
離線(xiàn)功率晶體管
線(xiàn)路與變壓器基層之間的所有二極管及DMOS開(kāi)關(guān)均為高壓器件。IEC 61000-3-2規定單相供電線(xiàn)路中的電壓最大不超過(guò)240VRMS(三相線(xiàn)路最大為415VRMS)。因此，這些元件可承受400V至1000V電壓。圖3的升壓二極管的反向電壓高(600V)，正向壓降小(8A時(shí)為1.5V)，它是超快速的恢復整流器(trr60ns)。它的玻璃鈍化離子注入外延結構如圖3所示。其它高壓元件為可承受600V電壓的超快速ΜF4005續流二極管和開(kāi)關(guān)Q1-3。它們都是采用平面條紋DMOS工藝制造的500V N溝道增強型MOSFET，開(kāi)關(guān)速度高，開(kāi)態(tài)電阻非常低(在10V VGS下的開(kāi)態(tài)電阻為0.73()。
轉換為低電壓的DC-DC轉換
總線(xiàn)電壓VBΜS (如12V)通過(guò)開(kāi)關(guān)調節器(一般為同步降壓轉換器)分配和降低，將電壓降低為常用的3.3V、2.5V、1.8V或VCPΜ。達到50A負載的理想上升沿波谷控制結構是兩相交替同步降壓轉換器，每相的開(kāi)關(guān)頻率可達1MHz。該IC可直接驅動(dòng)分立DMOS晶體管的高邊和低邊，其集成驅動(dòng)器的阻抗低(1歐)。
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圖4. 高壓DMOS晶體管的剖面圖 |
未來(lái)趨勢
有源功率因數校正的方法容易滿(mǎn)足IEC 6100-3-2的功率因數規范，但所需元件太多。先進(jìn)的組合IC在同一裸片上集成了兩個(gè)控制器，從而降低了半導體元件的復雜度。然而，這兩個(gè)控制器是截然不同的，各自需要一套完整的無(wú)源元件來(lái)實(shí)現相關(guān)功能。因此，未來(lái)的理想器件是真正的單級PFC/PWM控制器，它可將復雜性降低一半或以上，而且不會(huì )影響性能。PFC/PWM功能的集成仍處于初發(fā)階段，未來(lái)將出現完善的新型架構，可大幅削減現有方案的物料費用。
就功率分配的發(fā)展趨勢而言，即從VBΜS至低壓的DC/DC轉換，目前的主流架構是采用交替的同步降壓轉換器，未來(lái)的挑戰是: 采用能夠快速響應負載變化的架構，以減少輸出電容數量。人們需要在這些領(lǐng)域開(kāi)展許多研究工作，這類(lèi)技術(shù)的突破對于整個(gè)功率轉換市場(chǎng)都是非常重要的。
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