移相控制全橋ZVS-PWM變換器的分析與設計

上世紀60年代開(kāi)始起步的DC／DC PWM功率變換技術(shù)出現了很大的發(fā)展。但由于其通常采用調頻穩壓控制方式，使得軟開(kāi)關(guān)的范圍受到限制，且其設計復雜，不利于輸出濾波器的優(yōu)化設計。因此，在上世紀80年代初，文獻提出了移相控制和諧振變換器相結合的思想，開(kāi)關(guān)頻率固定，僅調節開(kāi)關(guān)之間的相角，就可以實(shí)現穩壓，這樣很好地解決了單純諧振變換器調頻控制的缺點(diǎn)。本文選擇了全橋移相控制ZVS-PWM諧振電路拓撲，在分析了電路原理和各工作模態(tài)的基礎上，設計了輸出功率為200W的DC／DC變換器。

　　1 電路原理和各工作模態(tài)分析

　　1．1 電路原理

　　圖1所示為移相控制全橋ZVS—PWM諧振變換器電路拓撲。Vin為輸入直流電壓。Si(i=1．2．3，4)為第i個(gè)參數相同的功率MOS開(kāi)關(guān)管。Di和Gi(i=l，2，3，4)為相應的體二極管和輸出結電容，功率開(kāi)關(guān)管的輸出結電容和輸出變壓器的漏電感Lr作為諧振元件，使4個(gè)開(kāi)關(guān)管依次在零電壓下導通，實(shí)現恒頻軟開(kāi)關(guān)。S1和S3構成超前臂，S2和S4構成滯后臂。為了防止橋臂直通短路，S1和S3，S2和S4之間人為地加入了死區時(shí)間△t，它是根據開(kāi)通延時(shí)和關(guān)斷不延時(shí)原則來(lái)設置同一橋臂死區時(shí)間。S1和S4，S2和S3之間的驅動(dòng)信號存在移相角α，通過(guò)調節α角的大小，可調節輸出電壓的大小，實(shí)現穩壓控制。Lf和Cf構成倒L型低通濾波電路。

　　圖2為全橋零電壓開(kāi)關(guān)PWM變換器在一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內4個(gè)主開(kāi)關(guān)管的驅動(dòng)信號、兩橋臂中點(diǎn)電壓VAB、變壓器副邊電壓V0以及變壓器原邊下面對電路各工作模態(tài)進(jìn)行分析，分析時(shí)時(shí)假設：

　　(1)所有功率開(kāi)關(guān)管均為理想，忽視正向壓降電壓和開(kāi)關(guān)時(shí)時(shí)間；

　　(2)4個(gè)開(kāi)關(guān)管的輸出結電容相等，即Ci=Cs，i=1，2，3，4，Cs為常數；

　　(3)忽略變壓器繞組及線(xiàn)路中的寄生電阻；

　　(4)濾波電感足夠大。

　　1．2 各工作模態(tài)分析

　　(1)原邊電流正半周功率輸出過(guò)程。在t0之前，Sl和S4已導通，在(t0一t1)內維持S1和S4導通，S2和S3截止。電容C2和C3被輸入電源充電。變壓器原邊電壓為Vin，功率由變壓器原邊傳送到負載。在功率輸出過(guò)程中，軟開(kāi)關(guān)移相控制全橋電路的工作狀態(tài)和普通PWM硬開(kāi)關(guān)電路相同。

　　(2)(t1一t1′)：超前臂在死區時(shí)間內的諧振過(guò)程。加到S1上的驅動(dòng)脈沖變?yōu)榈碗娖?，S1由導通變?yōu)榻刂?。電容C1和C3迅速分別充放電，與等效電感(Lr+n2Lf)串聯(lián)諧振，在諧振結束前(t2之前)，使前臂中心電壓快速降低到一0．7V，使D3立即導通，為S3的零電壓導通作好準備。

　　(3)(t1′一t3)：原邊電流止半周箝位續流過(guò)程。S3在驅動(dòng)脈沖變?yōu)楦唠娖胶髮?shí)現了零電壓導通，由于D3已提前提供了原邊電流的左臂續流回路，雖然兩臂中點(diǎn)電壓為零，但原邊電流仍按原方向繼續流動(dòng)，逐步衰減。

　　(4)(t3-t4)：S4關(guān)斷后滯后臂諧振過(guò)程，t3時(shí)加到S4的驅動(dòng)脈沖電壓變?yōu)榈碗娖?，S4由導通變?yōu)榻刂?，原邊電流失去主要通道。C4和C2開(kāi)始充放電，與諧振電感Lr串聯(lián)諧振。D2導通續流，為S2的零電壓導通作好準備。原邊電流以最大變化率從正峰值急速下降。

　　(5)(t4一t5)：電感儲能回送電網(wǎng)期。t4時(shí)刻D2已導通續流，下沖的電流經(jīng)D2返回到電源EC，補償了電網(wǎng)在全橋電路上的功耗。滯后臂死區時(shí)間應該在該時(shí)間段內結束。原邊電流下沖到零點(diǎn)。

　　(6)(t5一t6)：原邊電流下沖過(guò)零后開(kāi)始負向增大。S2和S3都已導通，形成新的電流回路，開(kāi)始新的功率輸出過(guò)程。但副邊兩整流二極管正是同時(shí)導通和急劇變換的過(guò)程，副邊電壓被箝位在低電平，出現占空比丟失過(guò)程。因此滯后臂死區時(shí)間設計是關(guān)鍵。

　　各時(shí)段工作模態(tài)等放電路如圖3所示，圖3中未畫(huà)出變壓器副邊電路。

　　2 關(guān)鍵參數設計

　　2．1 死區時(shí)間設計

　　該變換器一個(gè)周期內有兩個(gè)關(guān)鍵的死區時(shí)間，這兩個(gè)死區時(shí)間的設計會(huì )影響到主開(kāi)關(guān)管的電壓應力限制和ZVS的實(shí)現。為了保證每個(gè)主開(kāi)關(guān)管上電壓應力為輸入電壓的一半，S1要比S3提早關(guān)斷tdeadF1，S4要比S2提早關(guān)斷tdead2。如果4個(gè)開(kāi)關(guān)管的輸出結電容COSS1～COSS4是一樣的，從理論上講只要tdead>0就可以了。但實(shí)際上4個(gè)開(kāi)關(guān)管的輸出結電容不可能完全一致，同時(shí)為了保證可靠，此區時(shí)間的設置應該滿(mǎn)足如下的條件：S1上的電壓到達Vin/2，也就是D1已經(jīng)導通；同樣，S4上的電壓到達Vin／2，也就是D4已經(jīng)導通，雖然4個(gè)開(kāi)關(guān)管的輸出結電容會(huì )有差異，但是在用上述方法設計時(shí)，可以把COSS1～COSS4看作是器件手冊里給定的參數。假定都是COSS，要滿(mǎn)足上述條件，死區時(shí)間的設計應滿(mǎn)足如下不等式。

S2和S4的零電壓是由激磁電感上的激磁電流在tdead2時(shí)間段對S3的結電容充電，同時(shí)塒S2和S4的結電容放電來(lái)實(shí)現的。實(shí)際上，死區時(shí)間不可能設計得很大。在原邊電流上沖過(guò)零點(diǎn)之前，結束tdead2讓S4開(kāi)通，以實(shí)現主動(dòng)功率丌關(guān)管的零電壓開(kāi)通。若tdead2太長(cháng)，原邊電流過(guò)零反向流動(dòng)之后，將難以實(shí)現零電壓開(kāi)通。因此滯后臂的ZVS條件可表示為

　　由此可見(jiàn)，根據上面的設計方法，兩個(gè)死區時(shí)間的設計表達式是相同的。

　　由于

　　式中：n為變壓器的變比；Lm為變壓器初級電感量；fs為開(kāi)關(guān)頻率。

　　將式(3)代入式(1)和式(2)，可以得到兩個(gè)死區時(shí)間的統一設計式

　　2．2 諧振參數的設計

　　諧振參數的設計是諧振變換器設計中非常重要的一環(huán)，該諧振參數的設汁可以按下面推薦的方法來(lái)設計。

　　首先根據變換器輸入輸出電壓來(lái)計算出變壓器的變比n，其計算公式如下。

　　式中：VOmin為輸出直流電壓：VD為輸出整流二極管的通態(tài)壓降；VIf為輸出濾波電感上的直流壓降；Dsecmax為副邊占空比。

　　根據期望的諧振電容的最大應力VCmax，來(lái)設計諧振電容的大小，其計算公式如下。

　　式中：Tmax為最大開(kāi)關(guān)周期。

　　再根據LC振蕩頻率fs來(lái)設計諧振電感Ls的大小，其計算公式如下。

　　Ls的選擇也涉及到很多問(wèn)題，取大些可有效地抑制原邊電流急劇變化引起的寄生振蕩，降低開(kāi)關(guān)損耗；但過(guò)大義延長(cháng)了占空比丟失時(shí)間，使整機的效率明顯降低。如取小些，負載電流最大時(shí)仍能控制移相穩定，提高電源效率，但過(guò)小，雖然占空比丟失最小，但增大開(kāi)關(guān)損耗，加劇了開(kāi)關(guān)管的溫升，降低了電源的可靠性。

　　3 實(shí)驗結果

　　根據以上方法設計和制作了200W移相全橋諧振ZVS變換器實(shí)驗樣機，其主要參數如下：

　　輸入直流電壓Vin為280～550V；
　　輸出直流電壓Vo為24V；
　　輸出電流Io為O"