基于一種無(wú)主從自均流逆變器并聯(lián)裝置的設計

采用DSP進(jìn)行數字控制時(shí)，無(wú)法直接進(jìn)行連續域中的積分運算，為快速準確地計算出有功、無(wú)功功率，此處設計采用全波傅里葉變換法，在數字域正交提取功率計算。設DSP在一個(gè)基頻正弦周期內采樣次數為N，u(k)，i(k)為輸出電壓和電流，sin(k)，cos(k)為正交基頻波，則功率計算可改寫(xiě)為離散域的累加運算：

數字域中以k記錄第幾次采樣，一個(gè)基波周期開(kāi)始時(shí)k清零，記滿(mǎn)一個(gè)基波周期k=N-1時(shí)再次清零。DSP將一個(gè)基波周期(2π)分成N等份，計算每等份的正弦余弦值，生成一個(gè)正余弦表，可用查表方式讀正余弦值進(jìn)行計算，每次采樣后通過(guò)上述計算方法在一個(gè)基波周期內計算有功功率和無(wú)功功率。3 實(shí)驗分析

3.1 系統主要參數

為驗證此處設計的無(wú)主從自均流逆變器并聯(lián)裝置和控制策略的有效性，搭建了實(shí)驗樣機。樣機主控制器選用TMS320F2812，輔助控制器選用XC2S200-5PO型FPGA，其中DSP完成主要控制功能，FPGA完成脈沖發(fā)生、I/O口緩沖、系統保護等功能，開(kāi)關(guān)管選用PM150CLIA120型IPM，人機控制界面采用MT6070iH，系統主要參數為：電網(wǎng)側電感Ls=3mH，電網(wǎng)側電容Cs=40μF，直流側電容C=2 200μF，輸出側電感Lo=3 mH，輸出側電容Co=40μF，并聯(lián)側電感L1=2 mH，直流側電壓Udc=400 V，開(kāi)關(guān)頻率10kHz。

3.2 穩態(tài)實(shí)驗分析

系統前級全橋H1可進(jìn)行單位功率因數整流，對電網(wǎng)污染少，圖4a為整流側電網(wǎng)電壓us和電流is波形，Udc為C的電壓，Idc為整流后直流電流，可見(jiàn)us與is同相位，功率因數高，Udc和Idc波動(dòng)較小，系統性能滿(mǎn)足設計要求。使系統運行在線(xiàn)性負載下，圖4b，c示出3臺樣機并聯(lián)運行時(shí)的負載和環(huán)流波形。由圖4b可見(jiàn)，負載電壓有效值能穩定在220V，THD=1.6%，具有較高的功率因數。由圖4c可見(jiàn)，3臺逆變器能均分負載功率，逆變器之間的環(huán)流均小于2A，并聯(lián)運行穩定。

3.3 暫態(tài)實(shí)驗分析

圖5示出系統并聯(lián)運行時(shí)，突增或突減一臺逆變器后，并聯(lián)系統能自動(dòng)實(shí)現均流的暫態(tài)實(shí)驗波形。此時(shí)有功、無(wú)功控制和并聯(lián)電壓控制能保證系統的穩定工作。

由圖5可見(jiàn)，突增或突減一臺逆變器并不影響系統的穩定運行，負載電壓和電流也基本保持穩定，經(jīng)短暫調整后，能迅速達到并機運行，仍然能均分系統功率。

根據上述分析，實(shí)驗結果均與理論分析一致，并聯(lián)系統在穩態(tài)和暫態(tài)均能正常工作且達到了控制要求，證明了此處設計的無(wú)主從自均流逆變器并聯(lián)裝置的正確性和可行性。

4 結論

設計了一種無(wú)主從式逆變器并聯(lián)并支持熱插拔自動(dòng)均流的裝置。根據有功、無(wú)功功率和幅值、相位間的關(guān)系減少環(huán)流，實(shí)現負載功率均分，并用逆變器并聯(lián)實(shí)驗驗證系統運行的穩定性。