替代MR16 LED應用的 LED驅動(dòng)器GreenPoint參考設計
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此外，就當前的1 W暖白光功率LED的流明量而言，通常需要3到4顆LED來(lái)替代1個(gè)20 W白熾燈的光輸出。而要獲得可預期及匹配的亮度和色度，也需要以恒定電流驅動(dòng)LED。從架構角度來(lái)說(shuō)，降壓-升壓拓撲結構符合這個(gè)要求，但它不如標準降壓或升壓拓撲結構那樣常見(jiàn)。但理解透徹的話(huà)，降壓-升壓拓撲結構也可以為輸入電壓(Vin)與正向電壓(Vf)有交疊的高性?xún)r(jià)比HB-LED照明應用提供眾多優(yōu)勢。
參考設計概覽
本參考設計文檔介紹經(jīng)過(guò)精心構建及測試的GreenPoint? 1 W至5 W LED驅動(dòng)器方案，用于MR16 LED替代應用。這參考設計電路適合驅動(dòng)多種照明應用中的HB-LED，但其尺寸和配置針對MR16 LED替代應用。這類(lèi)配置常見(jiàn)于12 Vac/12 Vdc軌道照明應用、汽車(chē)應用、低壓交流景觀(guān)照明應用，以及工作照明應用，如可能采用標準現成交流電壓墻式適配器供電的櫥柜燈及臺燈。
這參考設計的一項關(guān)鍵考慮因素，是在12 Vac輸入條件下，跨輸入線(xiàn)路變化及輸出電壓變化，實(shí)現平坦的電流穩流。這參考設計電路基于安森美半導體的NCP3065構建，工作頻率約為150 kHz，采用非隔離型配置。NCP3065是一款單片開(kāi)關(guān)穩壓器，支持12 Vdc或12 Vac電源輸入，設計用于為HB-LED提供恒定電流。除了NCP3065，這參考設計還結合了自動(dòng)檢測電路。這參考設計的功能框圖如圖1所示。
基本電源拓撲結構
降壓-升壓轉換器的原理非常簡(jiǎn)單。導通狀態(tài)時(shí)，輸入電壓源直接連接至電感(L)，從而在電感中積聚能量。在這個(gè)階段，電容C為輸出負載提供能量。關(guān)閉狀態(tài)時(shí)，電感通過(guò)輸出二極管連接至輸出負載及電容，從而傳輸能量給負載。
要注意的是這是一種反向(inverting)輸出，負輸出連接至LED的陽(yáng)極，而正輸出連接至LED的陰極。另外，用示波器探頭來(lái)測量時(shí)，探頭的接地端并不接地。示波濾器將需要浮置(從交流墻式電源移除接地連接)，否則，接地環(huán)路/短路將導致器件關(guān)閉。
突發(fā)模式控制
基本控制環(huán)路包含235 mV內部參考、反饋比較器及2個(gè)設定優(yōu)先(Set-Dominant) RS閂鎖?；旧?，NCP3065支持功率FET在降壓-升壓段導通(switch ON)，這時(shí)反饋電壓降到低于參考電壓。而在Ct下降時(shí)，功率FET將無(wú)條件地強制關(guān)閉。
電阻R8(參見(jiàn)圖5)用于感測輸入電感電流，并提供給NCP3065的FB引腳。這應用產(chǎn)生關(guān)閉時(shí)間瞬時(shí)(Ivalley)電感電流控制。只有在關(guān)閉時(shí)間電感電流穿過(guò)Vref閾值時(shí)，開(kāi)關(guān)導通時(shí)間周期才能開(kāi)始。
由于NCP3065控制器并不提供集成的脈寬調制(PWM)控制，僅利用一個(gè)比較器來(lái)跟蹤(trip)反饋點(diǎn)，因此，峰值負載電流與平均負載電流并不象降壓轉換器那樣直接成正比，而是符合下列公式：
其中，Ivalley是最低電感電流點(diǎn)。將平均電流(Iave)與輸入電壓(Vin)之比繪成波特圖即可得到動(dòng)態(tài)曲線(xiàn)(見(jiàn)圖2a)，可能會(huì )導致LED光輸出大幅變化。
因此，使用輸入電壓前饋補償網(wǎng)絡(luò )來(lái)減少由于Iout vs. Vin曲線(xiàn)的非線(xiàn)性響應導致的誤差。由電阻R3、R5及加法電阻R4組成的電阻分壓器網(wǎng)絡(luò )(參見(jiàn)圖5)用于增加Vin比例電壓至FB引腳，從而在Vin增加時(shí)降低負載電流。這就起到使圖2a曲線(xiàn)平坦化的效果，并降低了總體電流誤差(見(jiàn)圖2b)。
電阻R9和電容C6用于限制高輸入電壓外部開(kāi)關(guān)的門(mén)極至源極電壓。由R9和R2組成的電阻分壓器網(wǎng)絡(luò )用于設定最大門(mén)極至源極電壓(Vgs)：
因此，使用輸入電壓前饋補償網(wǎng)絡(luò )來(lái)減少由于Iout vs. Vin曲線(xiàn)的非線(xiàn)性響應導致的誤差。由電阻R3、R5及加法電阻R4組成的電阻分壓器網(wǎng)絡(luò )(參見(jiàn)圖5)用于增加Vin比例電壓至FB引腳，從而在Vin增加時(shí)降低負載電流。這就起到使圖2a曲線(xiàn)平坦化的效果，并降低了總體電流誤差(見(jiàn)圖2b)。
電阻R9和電容C6用于限制高輸入電壓外部開(kāi)關(guān)的門(mén)極至源極電壓。由R9和R2組成的電阻分壓器網(wǎng)絡(luò )用于設定最大門(mén)極至源極電壓(Vgs)：
因此，使用輸入電壓前饋補償網(wǎng)絡(luò )來(lái)減少由于Iout vs. Vin曲線(xiàn)的非線(xiàn)性響應導致的誤差。由電阻R3、R5及加法電阻R4組成的電阻分壓器網(wǎng)絡(luò )(參見(jiàn)圖5)用于增加Vin比例電壓至FB引腳，從而在Vin增加時(shí)降低負載電流。這就起到使圖2a曲線(xiàn)平坦化的效果，并降低了總體電流誤差(見(jiàn)圖2b)。
電阻R9和電容C6用于限制高輸入電壓外部開(kāi)關(guān)的門(mén)極至源極電壓。由R9和R2組成的電阻分壓器網(wǎng)絡(luò )用于設定最大門(mén)極至源極電壓(Vgs)：
脈沖反饋電阻
電阻R7與二極管D5用于降低跳脈沖(pulse skipping)的可能性。由于突發(fā)模式控制僅涉及一個(gè)反饋電壓及每周期交叉檢測，并不包含使用窗口比較器，有可能產(chǎn)生跳過(guò)的脈沖(skipped pulse)，這跳過(guò)的脈沖不會(huì )影響直流調節，但如果脈沖有低頻分量，可能會(huì )在LED應用中呈現閃爍。
R7和D5增加了流至Ct時(shí)序電容C2的電流。這有效地限制了NCP3065可提供的最大占空比。當條件允許低占空比時(shí)，R7和D5就使高于所需值的占空比不會(huì )出現。在關(guān)閉期間，需要D7來(lái)阻隔電壓，因為這是降壓-升壓拓撲結構。更多有關(guān)脈沖反饋補償的信息參見(jiàn)安森美半導體的NCP3065數據表。
交流工作Vs.直流
由于有半正弦波輸入至降壓-升壓段，與純粹直流輸入相比，工作點(diǎn)就會(huì )不同。由于小尺寸是這設計的一項目標，故在全橋整流器后使用了極小的輸入電容。
因此，這樣一來(lái)，根據所選擇的輸入電容，線(xiàn)路電壓能夠降到低至3 V。故轉換器的輸入是全波整流正弦波。由于穩壓器在電壓低于約4 V時(shí)不工作(non-functional)，故存在穩壓盲區(dead spot)。因此，我們最后穩壓的是120 Hz線(xiàn)路周期中約80%的有限部分，其余約20%則沒(méi)有穩壓。采用交流輸入工作時(shí)，這會(huì )降低平均電流約20%。
當采用大于12 Vac的電壓工作時(shí)，應當考慮散熱問(wèn)題。在多數應用中，這個(gè)模塊會(huì )增加熱耗散。輸入電壓補償增加了額外的交流補償網(wǎng)絡(luò )，從而應對不同的工作點(diǎn)。
保護
齊納二極管Z1和電阻R1，以及NCP3065的限流功能用于開(kāi)路保護。在出現負載開(kāi)路事件時(shí)，環(huán)路將嘗試增加輸出電壓以滿(mǎn)足零電流反饋的電流需求。當(Vin+Vout)超過(guò)Z1的電壓時(shí)，電流會(huì )流過(guò)R1，觸發(fā)NCP3065的限流功能。
短路保護通過(guò)輸入端的熔絲F1來(lái)處理。電感型負載的浪涌保護也必須慎重考慮，特別是在變壓器饋電系統中，這類(lèi)系統攜帶大量的源電感，如景觀(guān)照明應用中的磁變壓器就是如此。需要選擇恰當電壓的浪涌保護器件，其電壓不能超過(guò)功率FET門(mén)極至源極電壓，并帶有合理電壓余量。這可能要求通過(guò)反復試驗來(lái)選擇，因為根據需要吸收能量的不同，鉗位電壓可能會(huì )擴展。
增加輸出電流
這參考設計的配置針對的是350 mA平均LED電流。增加這參考電路板的電流調節點(diǎn)非常簡(jiǎn)單，只需要將電流感測電阻R8的值減半，即由250 mΩ減至125 mΩ。此外，也必須增加輸入熔絲，以適應增大的輸入電流消耗。當轉向更高功率的設計時(shí)，根據外殼組件(housing)環(huán)境參數的不同，可能需要散熱片。
測試結果
這參考設計在不同交流輸入電壓條件下的輸出電流及在不同直流電壓條件下的能效測試結果分別如圖3a及3b所示。其中，如圖3b所示，這參考設計在11至17 Vdc范圍下能效高于0.75，這個(gè)能效數據在這類(lèi)低功率應用中表現亮眼。 
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