用于高速ADC的低抖動(dòng)時(shí)鐘穩定電路的設計

　　0 引言

　　近年來(lái)，由于半導體技術(shù)、數字信號處理技術(shù)及通信技術(shù)的飛速發(fā)展，A／D、D／A轉換器近年也呈現高速發(fā)展的趨勢。隨著(zhù)數字信號處理技術(shù)在高分辨率圖像、視頻處理及無(wú)線(xiàn)通信等領(lǐng)域的廣泛應用，對高速、高精度、基于標準COMS工藝的可嵌入式ADC的需求日益迫切。此外對于正在興起的基于IP庫設計和片上系統(SOC)集成研究來(lái)說(shuō)，對低功耗、小面積、低電壓以及可嵌入設計的ADC核心模塊需求更甚。

　　由于高速、高精度A／D轉換器(ADC)的發(fā)展，尤其是能直接進(jìn)行中頻采樣的高分辨率數據轉換器的上市，對穩定的采樣時(shí)鐘的需求越來(lái)越迫切。隨著(zhù)通信系統中的時(shí)鐘速度邁人吉赫茲級，相位噪聲和時(shí)鐘抖動(dòng)成為模擬設計中十分關(guān)鍵的因素。

　　為了保證電子系統的數據采集、控制反饋和數字處理的能力和性能，現代軍用電子系統對A／D轉換器的要求也越來(lái)越高。尤其是軍事數據通信系統、數據采集系統對高速、高分辨率A／D轉換器的需求在不斷增加，時(shí)鐘占空比穩定電路作為高速、高精度A／D轉換器的核心單元，對轉換器的信噪比(RSN)和有效位(ENOB)等性能起至關(guān)重要的作用，要保證高速、高精度A／D轉換器的性能，必須首先保證采樣編碼時(shí)鐘具有合適的占空比和很小的抖動(dòng)。

　　1 時(shí)鐘穩定電路

　　相位噪聲和抖動(dòng)是對同一種現象的兩種不同的定量方式。在理想情況下，一個(gè)頻率固定的完美的脈沖信號(以1 MHz為例)的持續時(shí)間應該恰好是1μs，每500 ns有一個(gè)跳變沿，但這種信號并不存在。如圖1所示，信號周期的長(cháng)度總會(huì )有一定變化，從而導致下一個(gè)沿的到來(lái)時(shí)間不確定。這種不確定就是相位噪聲，或者說(shuō)是抖動(dòng)。

　　抖動(dòng)是對信號時(shí)域變化的測量結果，它從本質(zhì)上描述了信號周期距離其理想值偏離了多少。通常，10 MHz以下信號的周期變動(dòng)并不歸入抖動(dòng)一類(lèi)，而是歸入偏移或者漂移。數據轉換器的主要目的要么是由定期的時(shí)間采樣產(chǎn)生模擬波形，要么是由一個(gè)模擬信號產(chǎn)生一系列定期的時(shí)間采樣。因此，采樣時(shí)鐘的穩定性是十分重要的。從數據轉換器的角度來(lái)看，這種不穩定性，亦即隨機的時(shí)鐘抖動(dòng)，會(huì )在模數轉換器何時(shí)對輸入信號進(jìn)行采樣方面產(chǎn)生不確定性。

　　從數據轉換器的角度來(lái)看，編碼帶寬可擴展到數百兆赫。在考慮構成數據轉換器時(shí)鐘抖動(dòng)噪聲的帶寬時(shí)，其范圍是從直流到編碼的帶寬，這遠遠超過(guò)制造商常常當作標準時(shí)鐘抖動(dòng)測量值引用的12kHz~20 MHz典型值。由于與抖動(dòng)有關(guān)的是寬帶轉換器噪聲增大，所以只要觀(guān)察數據轉換器噪聲性能的下降，就可很方便地評估時(shí)鐘抖動(dòng)。式(1)可確定由于時(shí)鐘抖動(dòng)而產(chǎn)生的信噪比(RSN)極限

　　式中：f為模擬輸入頻率；t為抖動(dòng)。求解t則式(1)變?yōu)槭?2)。如果已知工作頻率和RSN要求，則式(2)就可確定時(shí)鐘抖動(dòng)要求

　　只要在模擬輸入頻率增大時(shí)觀(guān)察到信噪比下降，就可以很方便地使用數據轉換器(特別是模數轉換器ADC)，通過(guò)快速傅里葉變換(FFT)技術(shù)計算出信噪比。從總噪聲中減去ADC產(chǎn)生的噪聲，就可以估算出時(shí)鐘抖動(dòng)產(chǎn)生的噪聲，一旦知道噪聲系數，就可以計算出時(shí)間抖動(dòng)。

　　ADI產(chǎn)品與其他公司產(chǎn)品相比之所以能提高采樣性能，主要得益于對DCS電路的改進(jìn)。DCS電路擔負著(zhù)減小時(shí)鐘信號抖動(dòng)的作用，而采樣時(shí)序就取決于時(shí)鐘信號。各家公司過(guò)去的DCS電路只能將抖動(dòng)控制在0．25 ps左右，而高性能新產(chǎn)品AD9446和LTC2208則將抖動(dòng)降低到50 fs左右。通常降低抖動(dòng)就能夠改善信噪比，這樣便提高了有效分辨率(ENOB：有效比特數)，從而在達到16 bit量子化位數的同時(shí)，實(shí)現100 Msps以上的采樣速率。如果不控制抖動(dòng)就提高采樣速率的話(huà)，將降低ENOB，無(wú)法獲得希望的分辨率，也無(wú)法提高量子化位數。隨著(zhù)高性能A／D轉換器的發(fā)展，DCS電路向更高速度、更小抖動(dòng)和穩定方向發(fā)展。

　　目前，國外幾個(gè)大公司所設計的A／D轉換器中時(shí)鐘占空比穩定電路的指標如表1所示。由于國內高速、高精度A／D轉換器的設計技術(shù)、工藝技術(shù)和測試技術(shù)與國外先進(jìn)水平還有一定的差距，同時(shí)研制的時(shí)鐘穩定電路性能指標還不理想，目前正在研制的時(shí)鐘占空比穩定電路頻率為65 Msps，抖動(dòng)為2 ps。

　　時(shí)鐘占空比穩定電路框圖如圖2虛框所示，它由輸入緩沖放大器A，開(kāi)關(guān)Kl、K2和DLL組成。

　　緩沖放大器A實(shí)際上只是對時(shí)鐘信號進(jìn)行緩沖。當采樣時(shí)鐘頻率低于DLL工作下限時(shí)，開(kāi)關(guān)K1、K2向上閉合，DLL被旁路；開(kāi)關(guān)K1、K2向下閉合，DLL開(kāi)始作用，調節輸入時(shí)鐘信號相位。由于DLL具有延遲鎖相的功能，因此能很好地控制時(shí)鐘占空比，本設計中通過(guò)下文的具體電路能使輸入時(shí)鐘的占空比接近50％，抖動(dòng)小于0．5 ps。

　　延遲鎖相環(huán)在普通鎖相環(huán)(PLL)的基礎上，用電壓控制延遲線(xiàn)代替了壓控振蕩器，其結構框圖如圖3所示。其中CKin和CK4之間的相位差用一個(gè)鑒相器來(lái)檢測，產(chǎn)生成比例的平均電壓Vcont，通過(guò)這個(gè)電壓的負反饋來(lái)調節每一級的延時(shí)。對于大的環(huán)路增益，CKin和CK4之間的相位差很小，即這四級電路將時(shí)鐘幾乎準確地延時(shí)了一個(gè)周期，從而建立了準確的時(shí)鐘沿間隔。這種電路結構被稱(chēng)為延遲鎖相環(huán)，是為了強調它采用了一個(gè)電壓控制延遲線(xiàn)電路而不是VCO。實(shí)際上，為獲得無(wú)窮大的環(huán)路增益，需要在PD和LPF之間插入電荷泵。

　　延遲線(xiàn)與振蕩器相比受噪聲較小，這是因為波形中被損壞的過(guò)零點(diǎn)在延遲線(xiàn)的末端就消失了，而在振蕩器電路中又會(huì )再循環(huán)，因而產(chǎn)生更多的損壞；其次，DLL中控制電壓的變化能迅速改變延遲時(shí)間?？傊?，PLL中用到的振蕩器存在不穩定性和相位偏移的積累，因而在補償時(shí)鐘分別造成的時(shí)間延遲時(shí)，會(huì )降低PLL的性能。因此DLL的穩定性和穩定速度等問(wèn)題比PLL要好。

　　2 電路設計

　　2．1 電路原理圖

　　圖4中，虛框a中的電路為鑒相器(PD)，S為鑒相器的控制端，只有為低電平時(shí)，鑒相器才起作用。壓控延遲線(xiàn)的輸出端VCDLout為鑒相器的輸入端，這個(gè)信號與時(shí)鐘信號CLK進(jìn)行比較，得出輸出信號A。由于S端低電平有效，CLK信號就是與它的反相延遲信號與非進(jìn)入后面的鎖存結構。其實(shí)就是檢測下沿與另一個(gè)下沿組成一個(gè)占空比接近50％的時(shí)鐘信號。A信號經(jīng)過(guò)一個(gè)電阻R傳入電荷泵中(其實(shí)在鑒相器的輸出端可以加一個(gè)反相器再加一個(gè)電容濾波)。虛框b為電荷泵，由一個(gè)運算放大器組成。其中F端接一個(gè)電壓值為基準的一半的電壓，即為1．65 V。