音頻功率放大器的CMOS電路設計與仿真

　　0 引言

　　隨著(zhù)集成技術(shù)的迅猛發(fā)展，體積小巧的便攜通信設備有了更加廣闊的市場(chǎng)前景。但是對于應用于這些便攜式設備中的音頻功率放大器芯片則有更加嚴格的要求。便攜式設備體積小，由電池供電，所以要求音頻功率放大器芯片有盡可能少的外圍設備，盡量低的功耗。此外，對于通信設備而言，在頻率217 Hz時(shí)會(huì )產(chǎn)生CDMA噪聲，所以音頻功率放大器必須也有較強的電源抑制比(PSRR)。本文中的音頻功率放大器就是為了使用盡可能少的外部組件提供高質(zhì)量的輸出功率而專(zhuān)門(mén)設計的，它不需要外接自舉電容和耦合電容，所以非常適合于移動(dòng)電話(huà)或其他低壓設備。

　　1 電路結構設計

　　眾所周知，AB類(lèi)功放有比A類(lèi)功放更高的效率，比B類(lèi)放大器更低的交越失真。是現在音頻功率放大器市場(chǎng)上的主力軍。輸出運放是整個(gè)電路的核心，它的性能直接影響著(zhù)整個(gè)芯片的各性能參數。

　　1．1 運放結構的選擇

　　本文中運用兩個(gè)AB類(lèi)輸出的運放組成橋式結構，如圖1所示。第一個(gè)放大器的增益可由外部設置，而第二個(gè)放大器的增益是內部固定的單位增益。第一個(gè)放大器的閉環(huán)增益由RF和RI的比值來(lái)確定，第二個(gè)放大器的增益由內部?jì)蓚€(gè)20 kΩ的電阻固定。圖l中可以看出，第一個(gè)放大器的輸出作為第二個(gè)放大器的輸入，這樣使得兩個(gè)放大器的輸出在幅值上是相等的，而相位上相差180°。因此，整個(gè)電路的差分增益為：

　　橋式結構的工作不同于經(jīng)典的單端輸出而負載另一端接地的放大器結構。和單端結構的放大器相比，橋式結構的設計有其獨特的優(yōu)點(diǎn)。它可以差動(dòng)驅動(dòng)負載，因此在工作電壓一定的情況下輸出電壓的擺幅可以加倍。在相同條件下，輸出功率是單端結構的4倍。橋式結構和單端結構相比還有另外一個(gè)優(yōu)點(diǎn)。由于是差分輸出，Vo1和Vo2偏置在1／2VDD，因此在負載上沒(méi)有直流電壓。這樣就不需要輸出耦合電容，而在單電源供電單端輸出的放大器中這個(gè)電容是必須的，沒(méi)有輸出耦合電容，負載上1／2VDD的偏置可以導致集成電路內部的功耗和可能的響度損失。鑒于以上的種種優(yōu)點(diǎn)，這里選擇的電路結構為，由兩個(gè)AB類(lèi)輸出運放組成的橋式連接放大器結構。

　　1．2 放大器電路結構

　　放大器電路圖如圖2所示。放大器第一級為折疊共源共柵結構，這種結構改善了兩級運算放大器的共模輸入范圍以及電源噪聲抑制特性。它可以看做是一個(gè)差分跨導級與電流級級聯(lián)再緊跟一個(gè)Cascode電流鏡負載的結構。第二級為AB類(lèi)推挽式輸出，這種輸出可以高效地利用電源電壓和電源電流。和一般共源共柵放大器所不同的是，在輸出端加入了M11，M12，M13，M14四個(gè)管子，使單端輸出變成了雙端輸出。這四個(gè)管子與偏置電路、第二級的推挽式輸出電路共同組成了兩個(gè)跨導線(xiàn)性環(huán)。

　　跨導線(xiàn)性環(huán)是一個(gè)通過(guò)非線(xiàn)性電路提供線(xiàn)性關(guān)系的電路。圖2中M21，M13，M23，M24和M22，M12，M25，M26各組成了一個(gè)跨導線(xiàn)性環(huán)，容易得出：

　　結果得到了一個(gè)與晶體管尺寸有關(guān)的電流表達式，由式中可以看出，輸出功率管M21的靜態(tài)電流由M13，M21，M23，M24的寬長(cháng)比與電流決定，與輸入信號無(wú)關(guān)。因此，預先設定好四個(gè)管子的寬長(cháng)比，給M13，M23，M24以固定的電流，輸出功率管的靜態(tài)電流就被確定下來(lái)了。但是運放中加入四個(gè)MOS管是否不會(huì )影響運放的其他性能。從信號通路的角度看，晶體管M11，M12，M13，M14中只流過(guò)直流電流，沒(méi)有交流電流從中通過(guò)，它們屏蔽了交流行為，對來(lái)自第一級的電流表現為一個(gè)無(wú)窮大的交流阻抗。這四個(gè)MOS管設置了輸出功率管的靜態(tài)電流，但是對于第一級的增益、帶寬均不起作用。所以放大器的增益仍然為：

　　使用跨導線(xiàn)性環(huán)的目的是當一個(gè)輸出晶體管流過(guò)大電流時(shí)，防止另一個(gè)輸出晶體管關(guān)斷。實(shí)際上，當M21流過(guò)一個(gè)大的輸出電流時(shí)，M22就有可能被關(guān)斷。在流過(guò)大的輸出電流的情況下，至少要保證M22上能流過(guò)一個(gè)最小的電流，這樣就可以減少交越失真并且提高速度。

　　對于這樣的多極點(diǎn)兩級運放來(lái)說(shuō)，在輸出端電阻和電容串聯(lián)做米勒補償，以增大相位裕度，提高穩定性。通過(guò)頻率補償，兩個(gè)主極點(diǎn)分別為：

　　式中：RA是從M9漏端到地的總阻抗；CA是M9漏端到地的總寄生電容；CL是輸出端的總電容。p1是第一級放大器的輸出端產(chǎn)生的極點(diǎn)，米勒補償后離原點(diǎn)最近，成為主極點(diǎn)；p2是輸出端產(chǎn)生的極點(diǎn)。米勒補償后離原點(diǎn)較遠。同時(shí)由于電阻和電容形成了通路，產(chǎn)生一個(gè)零點(diǎn)：

　　適當調節R，使z=p2，可使零點(diǎn)與第二主極點(diǎn)相互抵消，增加了系統的穩定性。

　　2 仿真結果及分析

　　仿真性能參數如表1所示。用Cadence Spectre進(jìn)行仿真。使用了華潤尚華0．5μm的N阱CMOS工藝模型，模擬環(huán)境是VDD=5 V，T=27 ℃典型條件。在5 V單電源下驅動(dòng)8 Ω負載。對于1 kHz，4 V峰一峰值的正弦波激勵，仿真得到負載上的電壓基波幅度為3．9l V。此時(shí)電源消耗的平均功率為3．15 W，功率放大器的效率為60．7％?？傊C波失真為0．098％?？傮w上THD和效率隨輸入電壓變大而增加。放大器頻域響應如圖3所示。

　　3 結語(yǔ)

　　該設計的AB類(lèi)輸出功率放大器電路，采用折疊式共源共柵結構，功率管推挽式輸出，同時(shí)利用外部電流源供電，采用低壓共源共柵電流鏡結構的偏置電路。仿真結構表明該運放具有高增益，低輸入失調電壓，低THD等特點(diǎn)，同時(shí)具有良好的頻率特性，較低的靜態(tài)功耗，滿(mǎn)足一塊高性能的AB類(lèi)音頻功放芯片的要求。