基于零漂移儀表放大器的傳感器電路優(yōu)化方案

　　傳感器測量通常是將感興趣的物理現象轉換為電子電路參數，如電阻和電容，然后再用橋電路進(jìn)行讀取。橋電路再產(chǎn)生與溫度和電源電壓成比例關(guān)系的輸出電壓或電流信號，從而使測量系統免受溫度和電源電壓等因素變化的影響。傳感器例子包括：用于溫度檢測的熱敏電阻、用于壓力檢測的電阻/電容應變儀、 用于方向/位置檢測的磁阻傳感器。

　　直接可以產(chǎn)生信號電壓或電流的傳感器不需要用橋電路來(lái)轉換物理參數。這種傳感器例子有熱電偶、基于ECG的醫療儀器以及電源監測電路中測量電壓的電流檢測電阻等。

　　目前的傳感器應用范圍廣，從消費類(lèi)電子（溫度計、壓力計、GPS系統等）到汽車(chē)電子（燃油傳感器、爆震傳感器、剎車(chē)線(xiàn)路傳感器和車(chē)窗防夾控制等），工業(yè)和醫療儀器（閥位置檢測、基于溫度的系統校準和心電圖儀等）。這些工作環(huán)境充滿(mǎn)了EMI噪聲、電源諧波、地環(huán)路電流和ESD脈沖，而待提取的目標信號卻相對很小。

　　因此，模擬傳感器接口變得非常重要，必須在抵？這些環(huán)境效應的同時(shí)遵守嚴格的規范要求。為實(shí)現成功商用，傳感器必須具有低成本、小體積以及低電流（針對電池供電的測量設備）特性。

　　系統設計師喜歡將模擬鏈路設計得盡可能短，希望以此來(lái)提高信號抗外部噪聲的能力（數字電路通常對噪聲不敏感）。過(guò)長(cháng)的模擬鏈要求在后續電路中使用特定的信號處理電路。

　　例如一級電路提供差分增益，但沒(méi)有共模抑制；另一級電路提供共模抑制，但沒(méi)有差分增益。雙路電源和高電壓軌還有助于減輕對模擬電路的信噪比要求。對更短模擬鏈以及單電源、低電壓、模擬電壓軌的要求迫使人們開(kāi)發(fā)創(chuàng )新的架構來(lái)滿(mǎn)足這些挑戰。

　　因此，在系統設計之初就要作出的一個(gè)決策是模數轉換器（ADC）和傳感器之間是否直接連接。這種直接連接在某些應用場(chǎng)合具有很大的優(yōu)勢。

　　例如，高阻比例橋可以采用許多ADC中包含的基本內部參考，而且一些現代ADC包含有高阻緩沖器或PGA，它們可以用來(lái)隔離傳感器信號與加載信號及ADC采樣電路引起的電流脈沖信號。

　　但另一方面也存在使用儀表放大器（IA）連接傳感器和ADC的實(shí)際例子，其原因是：

　　1. 在靠近信號源的地方將小信號放大可以改善一些應用的總信噪比，特別是當傳感器不靠近ADC時(shí)。

　　2. 許多高性能ADC沒(méi)有高阻抗輸入端，因此需要低源阻抗放大器的驅動(dòng)才能充分發(fā)揮它們的性能。在這種情況下如果沒(méi)有中間放大器，輸入電流尖峰和源阻抗失配等異常情況將帶來(lái)增益誤差。

　　3. 外部放大器能幫助用戶(hù)針對應用優(yōu)化信號調節（濾波）。

　　4. 用于制造ADC的最佳半導體工藝并不一定是用于制造放大器的最佳工藝。

　　5. IA提供的增益使傳感器和ADC之間的接口更加容易，因為它不僅可以減輕系統設計壓力，還能降低總體系統成本。例如，讀取一個(gè)無(wú)增益的傳感器信號比讀取放大的傳感器信號需要更高的分辨率和昂貴的ADC。

　　低偏移儀表放大器的好處

　　當使用IA讀取傳感器信號時(shí)經(jīng)常會(huì )遇到各種直流誤差問(wèn)題，主要根源是輸入電壓偏移效應。事實(shí)上，引起直流誤差的其它每個(gè)根源都是根據輸入偏移電壓進(jìn)行建模的，其中直流CMRR代表直流輸入偏移電壓隨輸入共模電壓的變化，直流PSRR代表直流輸入偏移電壓隨電源電壓變化而發(fā)生的改變。

　　即使VOS可以在制造過(guò)程中得到校準，但輸入偏移電壓（隨溫度和時(shí)間）的漂移要比初始直流偏移本身更重要。這種漂移誤差最好是通過(guò)使用芯片內的有源電路來(lái)解決。

　　也許引起直流誤差的最重要根源是噪聲，而噪聲是半導體芯片設計和工藝中所固有的。因為大多數傳感器信號被高增益模塊所放大，以輸入信號為參考的噪聲也被放大同樣的增益。噪聲有兩種形式：粉色噪聲（也稱(chēng)為1/f或閃爍噪聲）和白色噪聲。粉色噪聲在低頻段（小于100Hz左右）更重要，白色噪聲一般決定了信號帶寬更高的芯片性能。

　　在傳統的低噪聲模擬電路設計中通常選用雙極晶體管設計輸入級電路，特別是在必須實(shí)現低的粉色噪聲電平情況下。

　　粉色噪聲是由于半導體表面上的缺陷點(diǎn)處發(fā)生的重組效應引起的。因此與雙極器件產(chǎn)生的噪聲相比，CMOS器件的噪聲具有更大的幅度和更高的角頻率。（噪聲角頻率是指粉色噪聲密度與白色噪聲密度相等時(shí)的頻率）

　　大多數傳感器選用高阻抗輸入，這迫使IA采用CMOS前端，從而使設計師必須面對隨之而來(lái)的更高低頻噪聲電平。幸運的是，能夠連續補償輸入偏移電壓的零漂移電路設計技術(shù)可以用來(lái)消除低頻輸入粉色噪聲。

　　流行的新架構

　　傳統IA使用三個(gè)運放搭建成一個(gè)輸入緩沖級和一個(gè)輸出級電路（圖1）。輸入緩沖級電路提供全部差分增益、單位共模增益和高阻抗輸入，差分放大器輸出級提供共模增益為零的單位差分增益。這種IA可以用于許多場(chǎng)合，但它的簡(jiǎn)單性掩蓋了兩個(gè)重要的缺點(diǎn)：可用的輸入共模電壓范圍有限，交流CMRR也有限。

　　在傳統的三運放儀表放大器中，輸入緩沖級電路提供了所有的差分增益、單位共模增益和高阻抗輸入。

　　基于三個(gè)運放架構的IA僅具有有限的傳輸特性（圖2）。在輸入共模和輸入差分電壓的某種組合條件下，這種架構中的緩沖放大器A1和A2的輸出很容易達到電源電壓軌而飽和。在這種狀況下，IA將無(wú)法抑制輸入共模電壓。

　　儀表放大器在不同共模電壓處的有限傳輸特性（在高增益處眼圖有所壓縮）。

　　因此，大多數三運放IA的數據手冊都給出了可用的輸入共模電壓對輸出電壓的曲線(xiàn)圖。因為輸出電壓只是按比例縮放的輸入差分電壓，因此這種圖中的兩個(gè)軸也可標記為“輸入共模電壓對輸入差分電壓”。六邊形內的灰色區域代表了“有效”工作區，在這個(gè)區域內放大器A1和A2的輸出不會(huì )飽和至電源電壓軌。

　　請注意，圖2所示的圖形對單電源應用有重要的含義。共模電壓很容易接近電路地電平，這是灰色區域不能延伸到的地方！因此某些應用（如低邊電流檢測）不能使用傳統的三運放IA，因為它們的輸入共模電壓等于地電平。

　　三運放IA可以通過(guò)匹配差分放大器周?chē)钠瑑入娮瓒@得較高的共模抑制性能，但這種IA的反饋架構將大大降低交流CMRR。為克服這些缺點(diǎn)，業(yè)界開(kāi)發(fā)出另一種IA架構，例如2gm間接電流反饋方法（圖3）。

　　IA的間接電流反饋架構由兩個(gè)匹配的跨導放大器和一個(gè)高增益放大器組成。

　　這種架構由兩個(gè)匹配的跨導放大器和一個(gè)高增益放大器組成。這兩個(gè)匹配的放大器的gm的相同，在輸入端將產(chǎn)生相等的差分電壓，因此輸出電壓取決于電阻分壓比Rf/Rg。輸出共模電壓通過(guò)REF引腳上的電壓設定。由輸入gm放大器實(shí)現的電壓到電流轉換電路天生就能抑制輸入共模電壓，從而使放大器具有高的直流和交流CMRR。

　　即使輸入共模電壓等于負電源電壓軌，間接電流反饋IA架構也能實(shí)現滿(mǎn)幅輸出電壓，因此這種間接電流反饋IA的工作范圍要比三運放IA架構寬得多。美信集成產(chǎn)品公司（Maxim）的MAX4460/1/2和MAX4208/9便是這類(lèi)IA產(chǎn)品

　　偏移抵消技術(shù)：跟隨漂移？

　　IA的兩個(gè)重要指標是粉色噪聲（也稱(chēng)為1/f或閃爍噪聲）和輸入偏移電壓及其相對溫度和時(shí)間的漂移。1/f噪聲是一種低頻現象，許多用于實(shí)現“零漂移”和輸入偏移電壓抵消的電路技術(shù)同樣能消除1/f噪聲。這些技術(shù)包括采樣放大器、自動(dòng)調零放大器、斬波放大器、斬波-穩定放大器以及斬波-斬波-穩定放大器（如MAX4208）。

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　　IA也能采用基于飛跨電容的采樣技術(shù)實(shí)現輸入偏移電壓的自動(dòng)校正。然而，因為用于采樣的輸入端不是真正的高阻抗結構，所以源阻抗的失配很容易降低系統級的精度。

　　傳感器測量通常是將感興趣的物理現象轉換為電子電路參數，如電阻和電容，然后再用橋電路進(jìn)行讀取。橋電路再產(chǎn)生與溫度和電源電壓成比例關(guān)系的輸出電壓或電流信號，從而使測量系統免受溫度和電源電壓等因素變化的影響。傳感器例子包括：用于溫度檢測的熱敏電阻、用于壓力檢測的電阻/電容應變儀、 用于方向/位置檢測的磁阻傳感器。

　　直接可以產(chǎn)生信號電壓或電流的傳感器不需要用橋電路來(lái)轉換物理參數。這種傳感器例子有熱電偶、基于ECG的醫療儀器以及電源監測電路中測量電壓的電流檢測電阻等。

　　目前的傳感器應用范圍廣，從消費類(lèi)電子（溫度計、壓力計、GPS系統等）到汽車(chē)電子（燃油傳感器、爆震傳感器、剎車(chē)線(xiàn)路傳感器和車(chē)窗防夾控制等），工業(yè)和醫療儀器（閥位置檢測、基于溫度的系統校準和心電圖儀等）。這些工作環(huán)境充滿(mǎn)了EMI噪聲、電源諧波、地環(huán)路電流和ESD脈沖，而待提取的目標信號卻相對很小。

　　因此，模擬傳感器接口變得非常重要，必須在抵？這些環(huán)境效應的同時(shí)遵守嚴格的規范要求。為實(shí)現成功商用，傳感器必須具有低成本、小體積以及低電流（針對電池供電的測量設備）特性。

　　系統設計師喜歡將模擬鏈路設計得盡可能短，希望以此來(lái)提高信號抗外部噪聲的能力（數字電路通常對噪聲不敏感）。過(guò)長(cháng)的模擬鏈要求在后續電路中使用特定的信號處理電路。

　　例如一級電路提供差分增益，但沒(méi)有共模抑制；另一級電路提供共模抑制，但沒(méi)有差分增益。雙路電源和高電壓軌還有助于減輕對模擬電路的信噪比要求。對更短模擬鏈以及單電源、低電壓、模擬電壓軌的要求迫使人們開(kāi)發(fā)創(chuàng )新的架構來(lái)滿(mǎn)足這些挑戰。

　　因此，在系統設計之初就要作出的一個(gè)決策是模數轉換器（ADC）和傳感器之間是否直接連接。這種直接連接在某些應用場(chǎng)合具有很大的優(yōu)勢。

　　例如，高阻比例橋可以采用許多ADC中包含的基本內部參考，而且一些現代ADC包含有高阻緩沖器或PGA，它們可以用來(lái)隔離傳感器信號與加載信號及ADC采樣電路引起的電流脈沖信號。

　　但另一方面也存在使用儀表放大器（IA）連接傳感器和ADC的實(shí)際例子，其原因是：

　　1. 在靠近信號源的地方將小信號放大可以改善一些應用的總信噪比，特別是當傳感器不靠近ADC時(shí)。

　　2. 許多高性能ADC沒(méi)有高阻抗輸入端，因此需要低源阻抗放大器的驅動(dòng)才能充分發(fā)揮它們的性能。在這種情況下如果沒(méi)有中間放大器，輸入電流尖峰和源阻抗失配等異常情況將帶來(lái)增益誤差。

　　3. 外部放大器能幫助用戶(hù)針對應用優(yōu)化信號調節（濾波）。

　　4. 用于制造ADC的最佳半導體工藝并不一定是用于制造放大器的最佳工藝。

　　5. IA提供的增益使傳感器和ADC之間的接口更加容易，因為它不僅可以減輕系統設計壓力，還能降低總體系統成本。例如，讀取一個(gè)無(wú)增益的傳感器信號比讀取放大的傳感器信號需要更高的分辨率和昂貴的ADC。

　　低偏移儀表放大器的好處

　　當使用IA讀取傳感器信號時(shí)經(jīng)常會(huì )遇到各種直流誤差問(wèn)題，主要根源是輸入電壓偏移效應。事實(shí)上，引起直流誤差的其它每個(gè)根源都是根據輸入偏移電壓進(jìn)行建模的，其中直流CMRR代表直流輸入偏移電壓隨輸入共模電壓的變化，直流PSRR代表直流輸入偏移電壓隨電源電壓變化而發(fā)生的改變。

　　即使VOS可以在制造過(guò)程中得到校準，但輸入偏移電壓（隨溫度和時(shí)間）的漂移要比初始直流偏移本身更重要。這種漂移誤差最好是通過(guò)使用芯片內的有源電路來(lái)解決。

　　也許引起直流誤差的最重要根源是噪聲，而噪聲是半導體芯片設計和工藝中所固有的。因為大多數傳感器信號被高增益模塊所放大，以輸入信號為參考的噪聲也被放大同樣的增益。噪聲有兩種形式：粉色噪聲（也稱(chēng)為1/f或閃爍噪聲）和白色噪聲。粉色噪聲在低頻段（小于100Hz左右）更重要，白色噪聲一般決定了信號帶寬更高的芯片性能。

　　在傳統的低噪聲模擬電路設計中通常選用雙極晶體管設計輸入級電路，特別是在必須實(shí)現低的粉色噪聲電平情況下。

　　粉色噪聲是由于半導體表面上的缺陷點(diǎn)處發(fā)生的重組效應引起的。因此與雙極器件產(chǎn)生的噪聲相比，CMOS器件的噪聲具有更大的幅度和更高的角頻率。（噪聲角頻率是指粉色噪聲密度與白色噪聲密度相等時(shí)的頻率）

　　大多數傳感器選用高阻抗輸入，這迫使IA采用CMOS前端，從而使設計師必須面對隨之而來(lái)的更高低頻噪聲電平。幸運的是，能夠連續補償輸入偏移電壓的零漂移電路設計技術(shù)可以用來(lái)消除低頻輸入粉色噪聲。

　　流行的新架構

　　傳統IA使用三個(gè)運放搭建成一個(gè)輸入緩沖級和一個(gè)輸出級電路（圖1）。輸入緩沖級電路提供全部差分增益、單位共模增益和高阻抗輸入，差分放大器輸出級提供共模增益為零的單位差分增益。這種IA可以用于許多場(chǎng)合，但它的簡(jiǎn)單性掩蓋了兩個(gè)重要的缺點(diǎn)：可用的輸入共模電壓范圍有限，交流CMRR也有限。

　　在傳統的三運放儀表放大器中，輸入緩沖級電路提供了所有的差分增益、單位共模增益和高阻抗輸入。

　　基于三個(gè)運放架構的IA僅具有有限的傳輸特性（圖2）。在輸入共模和輸入差分電壓的某種組合條件下，這種架構中的緩沖放大器A1和A2的輸出很容易達到電源電壓軌而飽和。在這種狀況下，IA將無(wú)法抑制輸入共模電壓。

　　儀表放大器在不同共模電壓處的有限傳輸特性（在高增益處眼圖有所壓縮）。

　　因此，大多數三運放IA的數據手冊都給出了可用的輸入共模電壓對輸出電壓的曲線(xiàn)圖。因為輸出電壓只是按比例縮放的輸入差分電壓，因此這種圖中的兩個(gè)軸也可標記為“輸入共模電壓對輸入差分電壓”。六邊形內的灰色區域代表了“有效”工作區，在這個(gè)區域內放大器A1和A2的輸出不會(huì )飽和至電源電壓軌。

　　請注意，圖2所示的圖形對單電源應用有重要的含義。共模電壓很容易接近電路地電平，這是灰色區域不能延伸到的地方！因此某些應用（如低邊電流檢測）不能使用傳統的三運放IA，因為它們的輸入共模電壓等于地電平。

　　三運放IA可以通過(guò)匹配差分放大器周?chē)钠瑑入娮瓒@得較高的共模抑制性能，但這種IA的反饋架構將大大降低交流CMRR。為克服這些缺點(diǎn)，業(yè)界開(kāi)發(fā)出另一種IA架構，例如2gm間接電流反饋方法（圖3）。

　　IA的間接電流反饋架構由兩個(gè)匹配的跨導放大器和一個(gè)高增益放大器組成。

　　這種架構由兩個(gè)匹配的跨導放大器和一個(gè)高增益放大器組成。這兩個(gè)匹配的放大器的gm的相同，在輸入端將產(chǎn)生相等的差分電壓，因此輸出電壓取決于電阻分壓比Rf/Rg。輸出共模電壓通過(guò)REF引腳上的電壓設定。由輸入gm放大器實(shí)現的電壓到電流轉換電路天生就能抑制輸入共模電壓，從而使放大器具有高的直流和交流CMRR。

　　即使輸入共模電壓等于負電源電壓軌，間接電流反饋IA架構也能實(shí)現滿(mǎn)幅輸出電壓，因此這種間接電流反饋IA的工作范圍要比三運放IA架構寬得多。美信集成產(chǎn)品公司（Maxim）的MAX4460/1/2和MAX4208/9便是這類(lèi)IA產(chǎn)品

　　偏移抵消技術(shù)：跟隨漂移？

　　IA的兩個(gè)重要指標是粉色噪聲（也稱(chēng)為1/f或閃爍噪聲）和輸入偏移電壓及其相對溫度和時(shí)間的漂移。1/f噪聲是一種低頻現象，許多用于實(shí)現“零漂移”和輸入偏移電壓抵消的電路技術(shù)同樣能消除1/f噪聲。這些技術(shù)包括采樣放大器、自動(dòng)調零放大器、斬波放大器、斬波-穩定放大器以及斬波-斬波-穩定放大器（如MAX4208）。

　　IA也能采用基于飛跨電容的采樣技術(shù)實(shí)現輸入偏移電壓的自動(dòng)校正。然而，因為用于采樣的輸入端不是真正的高阻抗結構，所以源阻抗的失配很容易降低系統級的精度。

　　應用實(shí)例

　　下面介紹兩種IA應用，一種是比例橋電路，另一種是低邊電流檢測放大器。

　　1．比例橋

　　比例橋是標準橋測量系統的一個(gè)變種，它能提供同樣高的精度，但成本更低。成本低的原因是比例橋不需要用高精度的參考源驅動(dòng)橋和ADC參考輸入，一個(gè)“自由”但相對精度不高的高ppm/℃參考信號源就可以同時(shí)驅動(dòng)橋和ADC。

　　眾所周知，即使具有“軌到軌”輸出的運放在驅動(dòng)其輸出到數百毫伏的任一電壓軌時(shí)也很難保持最大精度。因此，對具有高動(dòng)態(tài)范圍和單極信號輸入的放大器來(lái)說(shuō)，有必要將輸出偏置在大于地電平約250mV左右。這種偏置電壓需要驅動(dòng)電阻鏈的一端，因此必須加入低輸出阻抗的緩沖器進(jìn)行驅動(dòng)，以免引入不必要的增益誤差。為盡量減小輸出誤差，這種單位增益運放緩沖器也應具有低直流偏移和低漂移特性。

　　MAX4208儀表放大器在小型μMAX封裝內集成了一個(gè)高精度的零漂移運放緩沖器和一個(gè)2gm的間接電流反饋IA，其中的緩沖器允許用一個(gè)簡(jiǎn)單的外接電阻分壓器建立穩定、與ADC參考電壓成比例關(guān)系的偏置參考電壓。該緩沖器還能驅動(dòng)差分輸入ADC的一個(gè)輸入端。IA內部的斬波-斬波-穩定架構可以同時(shí)消除主（前向）和反饋通道中運放緩沖器和放大器的粉色噪聲效應。此外，MAX4208還具有對功率敏感應用非常有用的斷電模式。

　　2．完美的電流檢測

　　如今的便攜式電子設備對有效功率管理的需求越來(lái)越大，這重新引起了人們對電流檢測放大器的興趣。地電平檢測IA可以用作存儲器模塊或微處理器的內核電壓路徑中的高邊電流檢測放大器（圖4），也可以用作H橋功率電子轉換器反饋路徑中的低邊電流檢測放大器。

　　為檢測計算機應用中的大電流，可以將地電平檢測IA用作內核電壓路徑中的高邊電流檢測放大器。

　　這些應用中的電流特別高（有時(shí)接近90A），因此檢測電壓必須非常小才能避免在檢測電阻上產(chǎn)生過(guò)多的功率損失。通常，這個(gè)檢測電阻可能是電源電感本身的ESR。為精確讀取這個(gè)很小的檢測電壓，輸入偏移電壓與將被高精度放大的最小檢測電壓（即最小負載電流）相比必須非常小。

　　計算機硬件的內核電壓可能在0.9到1.5V范圍內變化，因此這種很小的檢測電壓必須在很低且不斷變化的共模電壓環(huán)境下測量。諸如MAX4208這樣具有低VOS、高CMRR且架構針對單電源應用專(zhuān)門(mén)優(yōu)化過(guò)的IA就非常適合這種應用場(chǎng)合。