3.7 軟啟動(dòng)

為了確保一個(gè)穩定可控的啟動(dòng)，UC3855A/B 提供了軟啟動(dòng) (SS) 功能。SS 引腳為一個(gè)外部電容器提供了 15μA 的電源。該電容器限制了電壓環(huán)路誤差放大器的電源電壓，從而有效地限制了放大器的輸出電壓，以及最大的期望輸出電壓。這樣就能保證輸出電壓以一種可控的方式升壓。

3.7.1 欠壓鎖定

UC3855A 的啟動(dòng)閾值為 15.5V（額定值），并帶有 6V 的滯后，而 UC3855B 的啟動(dòng)閾值為10.5V，并帶有 0.5V 的滯后。

4 曲型應用

為了能夠說(shuō)明設計程序，并突出需要定義的設計參數，設計了這樣一個(gè)典型應用。該設計規范為：

• VIN=85-270 VAC
• VO=410 VDC
• PO (max)=500W
• FS=250kHz
• Eff ＞95%
• Pf ＞ 0.993
• THD ＜ 12%

上面提到的那些規范給出了一個(gè)常見(jiàn)的通用輸入電壓以及中等功耗應用。由于軟開(kāi)關(guān)以及零電壓轉換，現在我們可以實(shí)現 250kHz 的開(kāi)關(guān)頻率。Pf 和 THD 的數量與 UC3855 可實(shí)現的線(xiàn)路校正相符合。 4.1 設計程序

該設計程序是對 [8] 所提出內容的總結。但是為了固定組件值和/或指定更多可選用部件，一些值已被更改。 4.2 功率級設計 4.2.1 電感設計

ZVT 轉換器中的功率級電感設計與傳統升壓轉換器的設計一樣。理想的開(kāi)關(guān)紋波的數量決定了所需的感應，并且允許更多的紋波來(lái)減小電感值。低線(xiàn)路及最大負載情況下，峰值電流會(huì )出現比較糟糕的情況。峰值功耗為平均功耗的兩倍，并且 VPK 為 VRMS。為了能計算出輸入電流，需假設功率為 95%。

電流紋波與峰值電流之間一個(gè)比較好的折衷方案是允許 20% 紋波達到平均比率。這也使峰值開(kāi)關(guān)電流保持在 10 A以下。

重新調節升壓轉換器的轉換比率，求出 D 的解，得出：

我們現在能計算出所需的電感。

4.2.2 輸出電容器選擇

輸出電容值不但會(huì )影響保持時(shí)間，而且還會(huì )影響輸出電壓紋波。如果保持時(shí)間 (tH)為主要的標準，則下面的方程式就給出了 CO 的值：

在這個(gè)例子中，對保持時(shí)間和電容器尺寸進(jìn)行了折衷，并選用了一個(gè)值為 440 μF 的電容器。該電容器庫是由兩個(gè)并聯(lián)的 220μF、450VDC 電容器構成。

4.2.3 功率 MOSFET 和二極管選擇

所選用的主 MOSFET 為 Advanced Power Technology 公司推出的 APT5020BN（或同級別的產(chǎn)品）。該器件規格為 500V、23A，其 RDS(on) 為 0.20Ω ?(25℃)、COSS ? 500 pF、且采用 TO-247 封裝。一個(gè) 5.1Ω ?的電阻器與柵極串聯(lián)放置，用來(lái)抑制啟動(dòng)時(shí)的寄生振蕩，一個(gè)肖特基二極管及 2.7Ω 的電阻與該電阻器并聯(lián)放置以加速關(guān)閉。在 GTOUT 和接地之間也將放置一個(gè)肖特基二極管，以避免引腳被驅動(dòng)至接地以下，同時(shí)該二極管的放置應盡可能的靠近該器件。

所選擇的升壓二極管為 International Rectifier 公司推出的規格為 15-A、600V 的超速二極管 HFA15TB60（或同級別的產(chǎn)品）。試回想，一款采用了二極管軟開(kāi)關(guān) ZVT 優(yōu)勢的轉換器。在配置了 ZVT 的情況下，升壓二極管對開(kāi)關(guān)損耗的影響可以忽略不計，因此可以使用一個(gè)速度較慢的二極管。但是，在這個(gè)應用中，還是很有必要使用超速二極管。

根據二極管的恢復時(shí)間，確定 ZVT 電感的尺寸，并且速度較慢的二極管需要配置一個(gè)更大的電感。這就要求一個(gè)相應更長(cháng)的 QZVT 開(kāi)啟時(shí)間，增加了傳導損耗。較大尺寸的電感還需要更長(cháng)的放電時(shí)間。為了保證諧振電感能完全放電，主開(kāi)關(guān)的最短啟動(dòng)時(shí)間應近似等于 ZVT 電路啟動(dòng)時(shí)間。這就得出：

DMIN 會(huì )影響不斷運行的升壓轉換器的最小允許輸出電壓。ZVT 電路的啟動(dòng)時(shí)間為一個(gè)穩定的 trr 功能，因此選擇一個(gè)超快二極管使諧振電路損耗保持最小，并對輸出電壓產(chǎn)生最少的影響。由于對于大部分的諧振電路啟動(dòng)時(shí)間而言，有效系統占空比是主開(kāi)關(guān)啟動(dòng)時(shí)間的主要功能，升壓二極管正極的電壓通過(guò)諧振電容器得到抑制。

這些考慮事項建議二極管的恢復時(shí)間應短于 75ns。該設計中的平均輸出電流低于 1.2 A，峰值電流為 9.2A。二極管相關(guān)的傳導損耗大約為 2.2 W。

當使用一個(gè)超速二極管時(shí)，二極管以極少的開(kāi)關(guān)損耗模式運行。這就提升了整個(gè)系統的效率，并降低了二極管的峰值應力。

4.3 ZVT 電路設計 4.3.1 諧振電感

ZVT 電路設計簡(jiǎn)單易懂。該電路具有有源緩沖功能，例如，電感設計用于二極管的軟關(guān)閉。選用的 ZVT 電容器用于 MOSFET 的軟開(kāi)關(guān)。

諧振電感為升壓電感電流提供了一個(gè)預備電流通道，從而控制了二極管的 di/dt。當 ZVT 開(kāi)關(guān)開(kāi)啟時(shí)，輸入電流從升壓二極管轉移至 ZVT 電感?？梢酝ㄟ^(guò)確定二極管關(guān)閉速度來(lái)計算出電感值。二極管的逆向恢復時(shí)間給出了其關(guān)閉時(shí)間。由于實(shí)際電路中的逆向恢復特性變化多樣，以及各個(gè)廠(chǎng)商對逆向恢復的定義各異，因此很難計算出 Lr 的準確值。電路環(huán)境對逆向恢復產(chǎn)生影響的例子就是諧振電容器正常的緩沖作用，該電容器限定了二極管正極的 dv/dt。一個(gè)較好的初步估測就是允許電感電流在三次二極管標準逆向恢復時(shí)間內緩慢升高至二極管電流。最大電感值的限制就是其對最小占空比的影響。正如二極管選擇章節所述，L?C 時(shí)間常數對 DMIN 產(chǎn)生影響，從而對 VO (min) 產(chǎn)生影響。將 Lr 設計得過(guò)大也會(huì )增加 ZVT MOSFET 的傳導時(shí)間，并增加諧振電路傳導損耗。當減小了 Lr 的值，會(huì )給二極管帶來(lái)更強的逆向恢復電流，并且提高了通過(guò)電感和 ZVT MOSFET 的峰值電流。隨著(zhù)峰值電流增強，存儲在電感中的能量也會(huì )增加（E = 1/2 x L xI2）。為了減少關(guān)閉時(shí)節點(diǎn)上的寄生振蕩，該能量應保持在一個(gè)最小值。

從某種程度上來(lái)說(shuō)，二極管的逆向恢復是其關(guān)閉 di/dt 的一個(gè)功能。如果假設有一個(gè)可控 di/dt，那么該二極管的逆向恢復時(shí)間可以近似估測為 60ns。如果電感將上升時(shí)間限制為 180ns (3 x trr)，則可以計算出電感。

磁芯損耗以及由此導致的溫度上升限制了電感的設計，但不會(huì )使磁通密度飽和。這是由于強 ac 電流分量和相對較高的運行頻率。一個(gè)好的設計程序在 [10] 已作了描述，已超出本文的討論范圍。但是本文已提及到幾個(gè)要點(diǎn)。磁芯應該為材質(zhì)較好的高頻率低損耗材料，例如有氣隙的鐵氧體，或鐵鎳鉬磁粉芯 (MPP)。在這一應用中一般不宜使用鐵粉磁芯。相對不是太貴的鐵硅鋁磁芯，盡管與 MPP 相比較，具有更高的損耗，但還是可以使用該材質(zhì)磁芯。損耗較高的材料實(shí)際上易于抑制 ZVT 開(kāi)關(guān)關(guān)閉端的諧振。也可以通過(guò)將跨繞線(xiàn)電容保持至一個(gè)最小值的方式來(lái)優(yōu)化電感繞組結構。這樣就減少了關(guān)閉端的節點(diǎn)電容，同時(shí)也減少了所需的衰減量?？梢酝ㄟ^(guò)分析由 Lr 和 Cr 組成的諧振電路，以及當電流流至 lin 時(shí)確定諧振循環(huán)開(kāi)始的方式找出電感電流。

其中，

由此，峰值電流等于 IIN 與輸出電壓除以諧振電路的特性阻抗的和。降低 Lr，或者增加 Cr 都會(huì )增加峰值電流。電感的設計是使用 Magnetics 公司的 MPP core 55209，帶有 33 個(gè)繞組，電感為 8μH。該電感應使用 Litz 線(xiàn)或幾股小磁線(xiàn)構建，從而將高頻影響最小化。

4.3.2 諧振電容

諧振電容器的大小可以確保主開(kāi)關(guān)的可控 dv/dt。高效諧振電容器的電容應為 MOSFET 電容與外部節點(diǎn)電容之和。APT5020BN 的輸出電