UC3855A/B 中集成的新特性包括：

• ZVT 控制電路
• 過(guò)壓保護
• 電流合成器

2.2 振蕩器

振蕩器包括一個(gè)內部電流源和散熱片，因此僅需要一個(gè)外部時(shí)序電容器 (CT) 來(lái)設置頻率。將額定充電電流設置為 500μA，放電電流為 8mA。放電時(shí)間大約為總時(shí)間的 6%，其定義了最大 ZVT 時(shí)間。CT 的計算可通過(guò)下式得出：

2.3 ZVT 控制電路

正如 ZVT 技術(shù)部分所述，UC3855A/B 提供了控制邏輯，以確保 ZVT 在所有線(xiàn)壓及負載狀態(tài)下運行，并且無(wú)需使用一個(gè)固定延遲。ZVS 引腳對 MOSFET 漏極電壓進(jìn)行感應，并為一個(gè) ZVT 驅動(dòng)比較器輸入。另一個(gè)比較器輸入被內部偏置至 2.5V。當 ZVS 輸入為 2.5V 以上（并出現 PWM 時(shí)鐘信號）時(shí)，ZVT 驅動(dòng)信號可升高。下拉 ZVS 引腳可終止 ZVT 驅動(dòng)信號，并開(kāi)啟主開(kāi)關(guān)輸出（最大 ZVT 輸出信號等于振蕩器放電時(shí)間）。圖 5 顯示了用于感應節點(diǎn)電壓的網(wǎng)絡(luò )。R12 將引腳上拉至 7.5V 的最大值，同時(shí)C6提供濾波功能。

圖 5 ZVS 傳感電路

RC 時(shí)間常數應該足夠快，以在最大占空比時(shí)達到 2.5V。該漏極電壓受限于將主MOSFET dv/dt變慢的節點(diǎn)電容，其降低了 ZVS 電路上的高速要求。最大 ZVS 引腳電壓應被限制在 VREF，否則 ZVS 電路就會(huì )變?yōu)殚]鎖狀態(tài)，無(wú)法正確工作。

ZVS 運行的另一種方法是，通過(guò)一個(gè)簡(jiǎn)單的分壓器來(lái)感應漏極電壓。但是，該電壓仍然必須被濾波（和鉗位控制），以便不會(huì )將噪聲注入 ZVS 引腳。

如欲了解時(shí)序波形，請參考前面的圖 3。

3 柵極驅動(dòng)

主驅動(dòng)可提供 1.5 APK，ZVT 驅動(dòng)為 0.75APK。由于 ZVT 運行，主開(kāi)關(guān)驅動(dòng)阻抗要求被減少。在開(kāi)啟時(shí)，漏極電壓為0V，因此密勒電容效應不再是一個(gè)問(wèn)題；在關(guān)閉時(shí)，dv/dt 受限于諧振電容器。由于 ZVT MOSFET 通常為至少兩個(gè)小于主開(kāi)關(guān)的裸片尺寸，因此一個(gè)較低的峰值電流容量就可以滿(mǎn)足其驅動(dòng)要求。

3.1 乘法器/分壓器電路

UC3855A/B 的乘法器部分與 UC3854A/B 完全一樣。其集成了輸入電壓前饋功能（通過(guò) VRMS 輸入），以消除對輸入電壓環(huán)路增益的依賴(lài)性。正確地設置該器件，需要定義的參數只有三個(gè)（VVRMS、IIAC 和 RIMO）。

3.1.1 VRMS

該乘法器對線(xiàn)電流進(jìn)行編程，從而影響線(xiàn)路的功耗?？紴V到系統功耗限制，對 VRMS 引腳進(jìn)行編程。參考該結構圖（圖 4），乘法器輸出方程式為：

功耗限制函數由電壓環(huán)路誤差放大器 VEA (6 V) 的最大輸出電壓來(lái)設置。通過(guò)觀(guān)察給定 VEA 值情況下的變化可以輕松地闡明功耗限制函數。如果該 AC 線(xiàn)壓降低 2倍，那么前饋電壓效應 (V2VRMS) 則降低至四分之一。這樣就將乘法器輸出電流（以及隨之而來(lái)的線(xiàn)電流）提高了 2 倍。因此，線(xiàn)路的功耗保持恒定。反之，如果負載增加且線(xiàn)路保持恒定，則 VEA 增加，從而導致更高的線(xiàn)電流。于是，由此可見(jiàn)，VEA 為一個(gè)同輸入功耗成正比例關(guān)系的電壓。

在正常情況下，設置乘法器是用來(lái)限制低線(xiàn)路條件下的最大功耗，其同最大誤差放大器輸出電壓相當。對該乘法方程式求解，以得到同最大誤差放大器電壓和最大乘法器電流（2 倍 IIAC 以?xún)龋┫喈數那梆侂妷骸?/P>

求出低壓線(xiàn)路 VRMS 電壓以后就可以定義線(xiàn)路至 VRMS 引腳的分壓器。為了減少出現在乘法器輸入端的二階諧波數量（其反過(guò)來(lái)又會(huì )在輸入電流中引起三階諧波）[9]，相對而言，該前饋電壓必須沒(méi)有紋波。該濾波會(huì )在 VRMS 引腳上產(chǎn)生一個(gè) dc 電壓。由于是按照其 RMS 值對輸入電壓進(jìn)行定義，因此必須考慮到該 RMS 因數 (0.9) dc [9]。例如，如果該低線(xiàn)壓為 85 V，那么要求的衰減則為：

在 270V高線(xiàn)壓狀態(tài)下，其相當于 VVRMS = 4.76 V。VRMS 輸入的共模范圍為 0V 至 5.5V。因此，計算出來(lái)的范圍在可接受的極限以?xún)取?/P>

推薦使用一個(gè)二極濾波器來(lái)提供足夠的衰減，而不降低前饋瞬態(tài)響應。單極濾波器要求有一個(gè)極低頻率的極以使 VRMS 對線(xiàn)壓變化很快地做出響應。

一旦 VRMS 的失真被確定，則可以計算出濾波器極。如果前饋電路對總失真的作用為 1.5% 以?xún)?，那么就可以計算出濾波器的要求衰減。需要注意的是，在一個(gè)完整的波形整流正弦波中，二階諧波大約為 dc 值的 66.7%。在該輸入電流波形中[9]，二階諧波的百分比轉換為相同百分比三階諧波失真。因此，要求濾波器衰減為：

單個(gè)級應具有一個(gè) 或 0.15 的衰減。對于一個(gè)單級濾波器而言，則為：

參見(jiàn)圖 6，同各組件相對應的取值為：R9A = R9B = 390 kΩ、R10 = 120 kΩ、R11 = 18 kΩ，并且 C4 = 0.082 μF、C5 = 0.47 μF。

圖 6 VRMS 電路

3.1.2 IIAC

在高線(xiàn)壓條件下，選擇 IIAC 的值為 500μA。這樣的取值頗具隨意性，但是其應該在 1 mA 以下，這樣可以保持在該乘法器的線(xiàn)性區域以?xún)?。相應地，線(xiàn)路至 IAC 引腳的總電阻大約為 766 kΩ。

3.1.3 RIMO

通過(guò)確定乘法器輸出電壓（為了保持在過(guò)電流跳變點(diǎn)以下）在低線(xiàn)壓和最大負載電流條件下為 1V 則可以計算出乘法器輸出電阻。這樣也就相當于變流器的最大感應電壓。該條件下的乘法器電流等于 1V/RIMO，并且可以由乘法器方程式換算而得，其結果為：

在低線(xiàn)壓條件下，IIAC 等于 156μA（如果低線(xiàn)壓等于 85V，IIAC 被設定為 270V 時(shí)的 500μA），VEA 為其 6V 的最大值，VVRMS 為 1.5V。因此 RIMO 等于 3.2 kΩ。

3.2 電流合成器

由于構建在 UC3855A/B 中的電流合成功能使電流傳感被簡(jiǎn)化了。當開(kāi)關(guān)為開(kāi)啟且可以使用一個(gè)變流器對其進(jìn)行感應時(shí)，開(kāi)關(guān)電流同電感電流相同。當開(kāi)關(guān)處于開(kāi)啟狀態(tài)時(shí)，電流合成器使用一個(gè)同開(kāi)關(guān)電流成正比例關(guān)系的電流對一個(gè)電容器 (CI) 充電。當該開(kāi)關(guān)處于關(guān)閉狀態(tài)時(shí)，電感電流波形將被控制器重新構建。為了精確地測量出電感電流，所需做的工作就只是重新構建電感電流的下斜坡斜率，其可由下式得出：

使用一個(gè)與 VOUT ? VAC 成正比例關(guān)系的電流對 CI 放電，這樣就可以重新構建電感電流波形。該電容器下斜坡斜率為：

通過(guò)從一個(gè)與 VOUT 成正比例關(guān)系的電流中減去 IIAC/4，UC3855A/B 就得出了 IDIS。RVS 引腳電壓被調節至 3V，因此，RVS 電阻器的選擇就設定了與 VOUT 成正比例的電流。

RRvs 電流同 IIAC/4 的比應該等于 VOUT 與 VAC 的比。因此，如果 IIAC/4 為 125 μA，那么流經(jīng) RRVS 的電流應該被設定為 130 μA。