基于單片機的鋰電池保護電路低功耗設計
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90 年代出現的鋰電池是能源技術(shù)領(lǐng)域的一個(gè)重要的里程碑。和其它二次電池相比, 鋰電池具有更高的體積密度和能量密度, 因此在移動(dòng)電話(huà)、個(gè)人數字助理(Personal D igital A ssistan t, PDA )、計算機等手提式電子設備中獲得了極為廣泛的應用。
一方面, 以鋰電池為供電電源的電路設計中, 要求將越來(lái)越復雜的混合信號系統集成到一個(gè)小面積芯片上, 這必然給數字、模擬電路提出了低壓、低功耗問(wèn)題。在功耗和功能的制約中, 如何取得最佳的設計方案也是當前功耗管理技術(shù)( Pow erM anagem en t, PM ) 的一個(gè)研究熱點(diǎn)。目前研究得較多的是系統級的動(dòng)態(tài)功耗管理技術(shù)(Dynam icPow erM anagem en t, DPM ) , 它的基本思想是關(guān)掉不工作的部分以節省系統功耗, 但是在大多數情況下, 這種方法僅用于數字系統的低功耗優(yōu)化。和模擬電路相關(guān)的低功耗設計也有許多文獻報道, 但基本只限于某類(lèi)專(zhuān)用電路, 而對數?；旌想娐返墓墓芾韯t少有文獻涉及。
另一方面, 鋰電池的應用也極大地推動(dòng)了相應電池管理、電池保護電路的設計開(kāi)發(fā)。鋰電池應用時(shí)必須要有復雜的控制電路, 來(lái)有效防止電池的過(guò)充電、過(guò)放電和過(guò)電流狀態(tài)。
本文針對鋰電池保護電路, 在考慮功能實(shí)現的同時(shí), 重點(diǎn)從功耗的角度出發(fā), 采用了模擬電路中關(guān)鍵電路工作在亞閾值區的設計思路, 并利用內部數字信號反饋控制模擬電路進(jìn)入Standby 狀態(tài), 從而滿(mǎn)足較低電壓下的功耗管理。
系統功能實(shí)現
圖1 給出了鋰電池保護電路的系統框圖。圖中,VDD 和V SS 分別是電池電源和地輸入端; CO 和DO 分別是充電及放電控制端, 在正常工作模式下均為高電平, 電池既可以充電又可以放電, 反之, 充電和放電回路被切斷;VM 是放電過(guò)流、充電過(guò)流檢測端。電路實(shí)現的功能如下:
(1) 過(guò)充電、過(guò)放電檢測: 圖中的取樣電路(SAM PL E) 將實(shí)時(shí)監測電池電壓信號, 并將之送入過(guò)充電比較器(OV ERCHARGE)、過(guò)放電比較器(OV ERD ISCHARGE) 和基準電壓比較, 判斷電池電壓是否高于過(guò)充電檢測電壓或是否低于過(guò)放電檢測電壓, 再由數字邏輯控制電路(CON TROLLO G IC) 輸出相應信號到CO 端及DO 端, 即完成過(guò)充電、過(guò)放電檢測功能。
(2) 放電過(guò)流檢測: 由VM 端來(lái)監測電池接負載放電時(shí)的電流大小, 和不同的基準電壓比較后, 由三個(gè)比較器: 過(guò)流1 (OV ERCU RREN T1)、過(guò)流2(OV ERCU RREN T2)、負載短路(LOAD SHORTDETECT ION ) 輸出相應信號, 并根據過(guò)流程度經(jīng)過(guò)相應延時(shí)后, 由邏輯控制電路輸出信號控制DO 端。
(3) 充電過(guò)流檢測: VM 端信號還可以反映電池接充電器時(shí), 充電電流的大小, 再經(jīng)充電檢測比較器(CHARGE DETECT ION ) 比較后, 由邏輯控制電路決定是否應停止充電。
(4) 零伏電池充電功能: 由電平轉換電路(CONV ERTOR) 實(shí)現, 能夠對待充電的電池進(jìn)行檢測, 若電池電壓低于零伏電池充電電壓, 便輸出信號將CO 端置為低電平, 從而切斷充電回路。
可以看出, 此電路是一個(gè)連續工作的數?；旌舷到y, 同時(shí)又以被監測的鋰電池為供電電源, 在實(shí)現電路功能并滿(mǎn)足檢測精度的前提下, 電路的功耗成了另外一個(gè)重要的性能指標。由于控制邏輯部分屬于數字電路, 靜態(tài)功耗幾乎可以忽略, 所以如何降低模擬電路的靜態(tài)功耗并且限制低電壓下的電路功耗成了設計重點(diǎn)。
系統低功耗設計
Standby 狀態(tài)實(shí)現
設計中, 為了使電路在電池過(guò)放電情況下盡可能地降低電流消耗, 數字電路中加入了使系統進(jìn)入Standby 狀態(tài)的控制部分, 原理圖由圖2 給出。
圖中信號OD 由數字電路產(chǎn)生, 當比較器檢測到電池電壓低于過(guò)放電檢測電壓, 并經(jīng)過(guò)延時(shí)后,OD 將從高電平變?yōu)榈碗娖? 此時(shí)通過(guò)P2 管將VM拉到高電平, 再經(jīng)反相后從負載短路輸出OU T＿ L S端輸出低電平, 使輸出端STAND 變?yōu)榈碗娖?STANDB 為高電平, 意味著(zhù)系統可以進(jìn)入Standby狀態(tài); 一旦電池充電開(kāi)始時(shí),VM 端迅速被置為低電平, 此時(shí)不管OD 如何, 都通過(guò)OU T ＿L S 將STAND恢復為高電平, 系統進(jìn)入正常的檢測狀態(tài)。
通過(guò)內部數字電路產(chǎn)生的Standby 信號, 可以有效打開(kāi)或者切斷模擬電路從電源到地的直流通路, 使電路在不需要的時(shí)候保持Standby 狀態(tài), 以降低電源消耗。因為只需要單個(gè)MO S 便可充當電路的控制開(kāi)關(guān), 所以這種方法簡(jiǎn)單可靠, 不影響原有的模擬電路功能, 并且能和模擬電路低功耗設計相結合,實(shí)現低電壓下電路的功耗管理。
亞閾值電壓基準電路
由于電壓基準源同時(shí)要給過(guò)充比較器、過(guò)放比較器、過(guò)流1 比較器及過(guò)流2 比較器提供不隨溫度、電源電壓變化而變化的基準電壓, 所以在模擬電路中起著(zhù)非常重要的作用, 同時(shí)也是影響電路功耗的一大因素。本文利用MO S 管的亞閾值特性, 設計了工作在亞閾值區的電壓基準電路, 能夠滿(mǎn)足上述功耗要求, 電路結構如圖3 所示。
電路利用一個(gè)自偏置電路產(chǎn)生具有正溫度系數的電流, 該電流流過(guò)電阻R 0 所產(chǎn)生的壓降和具有負溫度系數的PN 結壓降相加, 可以輸出一個(gè)零溫度系數的基準電壓V BD; 為滿(mǎn)足同一電路中輸出不同的基準電壓源, 利用電阻分壓將V BD 分成了V B I1 及V B I2輸出。同時(shí), 為保證電路在加上電源電壓后能進(jìn)入正確的工作狀態(tài), 電路中還加入了R C 啟動(dòng)電路。
由圖3 可見(jiàn), P0 和P1 組成電流鏡, 取相同的寬長(cháng)比, 則。在P1、P0、N 0、N 1 和R 5 構成的自偏置電路中, 選擇合適的R 5 值, 可以使N 0 和N 1 工作在亞閾值區。并且, 在時(shí), 亞閾值MO S 管的漏電流I d 可表示為:
式中,
與工藝參數有關(guān), 其中n 為亞閾值因子,
k 為波爾茲曼常數, q 為電子電荷。因為,V GSN 0- V GSN 1= IN 0?R 5,將式(1) 代入, 則有:
式(2) 中可以看出, 不考慮電阻R 1 的溫度系數,電流IN 1與熱電壓U T 成線(xiàn)性關(guān)系, 具有正溫度系數。P2 和P1 組成電流鏡, 假定流過(guò)P2 的電流為I P2, 則有:
設二極管正向壓降為V D , 分壓電阻R 1、R 2、R 3、R 4 對R 0 的影響可以用等效電阻R = (R 1 + R 2 ) ∥ (R 3 +R 4) 來(lái)表示, 則在正常工作時(shí), 滿(mǎn)足
該電流產(chǎn)生電路有兩個(gè)平衡工作點(diǎn), 即零點(diǎn)和正常工作點(diǎn), 所以需要一個(gè)啟動(dòng)電路, 使電路能在上電過(guò)程中脫離零點(diǎn)而穩定工作。另外, 從電路功耗考慮, 啟動(dòng)電路在電路進(jìn)入正常工作后應斷開(kāi), 沒(méi)有電流消耗。設計時(shí)從P 1 的漏端加入了R 6、C0, 構成自偏置電路的啟動(dòng)電路。
與傳統的Bandgap 基準源電路相比, 該電路有以下特點(diǎn): 電路工作在亞閾值區, 功耗極低, 電路中電阻值和器件參數均取比值, 最大程度地避免了工藝漂移引起的輸出變化; 電路設計中還加入了R C啟動(dòng)電路, 保證電路在上電后能及時(shí)進(jìn)入正常工作狀態(tài)。另外, 由內部數字信號STANDB 的控制, 此電路能夠在低電壓下進(jìn)入Standby 狀態(tài), 此時(shí)消耗電流僅由控制管的漏電流決定, 小到幾乎可以忽略。
模擬結果
電路采用UMC 0. 6 μm 數字電路SP ICE 模型進(jìn)行HSP ICE 模擬驗證。圖4 給出了電路對電池電壓VDD 進(jìn)入和退出過(guò)充電狀態(tài)時(shí)的模擬結果, 從圖中可看出, 過(guò)充電出現后, CO 端被置為低電平, 反之則是與電源電壓相等的高電平。
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