模數混合型FIR噪聲濾波器設計

作者：時(shí)間：2012-02-11 來(lái)源：網(wǎng)絡(luò )

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一般的相位反饋系統中使用鎖相環(huán)通過(guò)分頻器的比例關(guān)系，可以輸出一個(gè)頻率是輸入參考信號N倍的時(shí)鐘。由于傳統結構的分頻比只能是整數限制，使得頻率分辨率直接取決于輸入信號頻率?！?∑分數鎖相環(huán)通過(guò)采用數字調制，實(shí)現了分數分頻比，從而可以提供更高精度的頻率分辨率，這為時(shí)鐘信號的產(chǎn)生和頻率規劃帶來(lái)更大的靈活性。然而，△-∑調制器的使用也引入了量化噪聲，在低過(guò)采樣率的環(huán)路中限制了帶外相位噪聲性能，需要加以解決?，F有的量化噪聲抑制技術(shù)仍然需要較大的硬件代價(jià)，并設法減小失配等非理想因素才能得到比較好的性能。由此可見(jiàn)，數字FIR噪聲濾除技術(shù)具有結構簡(jiǎn)單，可靠性高的優(yōu)點(diǎn)，但存在噪聲增益問(wèn)題。目前針對這一問(wèn)題還投有很好的解決辦法，本文結合模擬和數字實(shí)現各自的優(yōu)點(diǎn)，設計出一種混合型FIR噪聲濾波技術(shù)，該技術(shù)能有效地解決上述問(wèn)題。

　　1 電路設計原理

　　混合型FIR噪聲濾除電路的結構設計如圖1所示。在△-∑鎖相環(huán)或△-∑延時(shí)鎖定環(huán)中，鑒相器輸入端的2個(gè)信號之間存在受調制器控制的瞬時(shí)相位誤差，電荷泵將這個(gè)數字控制的相位誤差轉換為模擬域電荷。為了實(shí)現對量化噪聲的FIR濾波功能，結構中采用了多個(gè)鑒相器并聯(lián)的形式?！?∑調制器的輸出并不像傳統結構中直接去控制分頻器或相位選擇器實(shí)現量化操作，而是經(jīng)過(guò)一個(gè)寄存器鏈實(shí)現一個(gè)或數個(gè)時(shí)鐘周期的延時(shí)，并從中選出若干抽頭分別去控制對應的分頻器或相位選擇器，量化所產(chǎn)生的瞬時(shí)相位誤差經(jīng)過(guò)各支路鑒相器后在一個(gè)多輸入電荷泵中合成為模擬域誤差電荷。

　　該結構對應的S域和Z域混合模型如圖2所示。經(jīng)過(guò)推導可以得到電荷泵的輸出為：

式中：θref為參考信號相位;θsig為環(huán)路返回信號相位;θqn為相位域的量化噪聲;ni為調制器輸出的延時(shí)深度，Ii為多輸入電荷泵的各支路電流;fref為鑒相器工作頻率;H(z)為針對量化噪聲的等效FIR濾波的傳遞函數：

　　電荷泵電流在該結構中扮演了雙重角色。從式(1)可以看出，同常規結構一樣，總電流影響了環(huán)路動(dòng)態(tài)特性;另一方面，式(2)表明各支路電流決定了所實(shí)現FIR濾波器傳遞函數的各項系數。只要根據所要實(shí)現的傳遞函數設置調制器輸出的延時(shí)深度以及電荷泵各支路電流的分配比例，就可以實(shí)現全定制的噪聲整形。此外，式(2)中當f=0時(shí)，將有H(z)≡1。這表明無(wú)論設計參數如何選取，該結構所實(shí)現的FIR濾波器恒有單位直流增益，因此從根本上解決了現有數字FIR噪聲濾除技術(shù)中的噪聲增益問(wèn)題。

　　現以8抽頭混合型FIR濾波器為例，分析該結構所實(shí)現的全定制噪聲整形。通過(guò)采用并行8支路鑒相器和1個(gè)8輸入的電荷泵，并給電荷泵各支路分配相同的電流，設置圖1中調制器輸出的每級延遲為單個(gè)時(shí)鐘周期，可以實(shí)現如圖3所示的濾波器頻域響應。對應的傳遞函數為：

　　圖4是行為級仿真得到的采用混合型FIR濾波器的新結構鎖相環(huán)輸出的頻譜，并與傳統結構做了對比。所有模塊均為無(wú)噪聲理想模型，因此頻譜中只含△-∑調制帶來(lái)的量化噪聲。所用參考時(shí)鐘頻率為14.318 MHz;輸出頻率為532 MHz，對應的分頻比為37.156;電荷泵總電流為320μA，對應每個(gè)支路40μA;振蕩器增益為250 MHz/V;環(huán)路濾波器采用2階;環(huán)路帶寬設為700 kHz，對應的過(guò)采樣率僅為10;所用調制器為3階MASH結構。圖中橫坐標按照參考時(shí)鐘頻率歸一化。對比圖4和圖3可以看出，混合型FIR濾波器按照其傳遞函數實(shí)現了預期的對量化噪聲的抑制。