兩種增強PFC段性能的方法

對于較低功率的應用而言，臨界導電模式(CrM)(也稱(chēng)作邊界、邊界線(xiàn)甚至是瞬態(tài)導電模式)通常是首選的控制技術(shù)。這種控制技術(shù)簡(jiǎn)單，市場(chǎng)上有采用這種技術(shù)的不同的商用控制器，容易設計。然而，高輸入電壓時(shí)，如果輸入和輸出電壓之間的差距小，PFC段會(huì )變得不穩定。本文將說(shuō)明解決這種問(wèn)題的方法。PFC段一個(gè)更加常見(jiàn)的問(wèn)題是通常發(fā)生在啟動(dòng)時(shí)的大電流過(guò)沖，而不論采用的是何種控制技術(shù)。

　　臨界導電模式工作

　　臨界導電模式(CrM)工作是低功率應用中最常見(jiàn)的解決方案。這種控制方法可以采用可變頻率控制原理來(lái)描述特征，即電感電流先上升至所需線(xiàn)路電流的2倍，然后下降至零，接著(zhù)再上升至正電流，期間沒(méi)有死區時(shí)間(dead-time)，如圖1所示。這種控制方法需要電路精確地檢測電感的磁芯復位。

　　圖1 臨界導電模式工作

　　零電流檢測

　　確定退磁完成的常見(jiàn)解決方案在于感測電感電壓，更具體地說(shuō)，就是檢測電感電壓何時(shí)降至零。監測線(xiàn)圈電壓并非經(jīng)濟的解決方案。相反，這升壓電感與小型繞組相關(guān)，這繞組(稱(chēng)作“零電壓檢測器”或ZCD繞組)提供了電感電壓的一個(gè)縮小版本，能夠用于控制器上，如圖2所示。ZCD繞組采用耦合形式，因而它在MOSFET導電時(shí)間(反激配置)期間呈現出負電壓，如圖3中所示。這繞組提供：

　　VAUX=-NVIN，當MOSFET導通時(shí);

　　VAUX=N(VOUT-VIN)，當MOSFET開(kāi)路時(shí)。

　　其中，N是輔助繞組與主繞組之間的匝數比。

　　圖2 NCP1607驅動(dòng)的應用段典型應用示意圖

　　當ZCD電壓(VAUX)開(kāi)始下降時(shí)線(xiàn)圈電流會(huì )達到零。許多CrM控制器內部比較VAUX與接近0V的ZCD參考電壓，檢測出下降沿，并準時(shí)啟動(dòng)下一個(gè)驅動(dòng)信號。為了實(shí)現強固的工作，應用了磁滯機制，并實(shí)際上產(chǎn)生較高的(upper)閾值(VAUX上升時(shí)有效)及較低的(lower)閾值(VAUX下降時(shí)有效)。出于不同原因(如安森美半導體NCP1607 PFC控制器中的ZCD引腳的多功能性)，在大多數商用器件中這些閾值都相對較高(在1V及2V之間)。

　　例如，NCP1607數據表中可以發(fā)現下述的ZCD閾值規范(引腳5是監測ZCD信號的電路)。

　　Vpin5上升：最低值為2.1V，典型值為2.3V，最大值為2.5V;

　　Vpin5下降：最低值為1.5V，典型值為1.6V，最大值為1.8V。

　　要恰當地檢測零電流，VAUX信號必須高于較高的閾值。

　　圖3 波形

　　極高輸入線(xiàn)路時(shí)的不精確零電流檢測

　　圖4及圖5顯示出在高線(xiàn)路時(shí)會(huì )面對的一個(gè)問(wèn)題。VAUX電壓在退磁相位期間較小，而這時(shí)Vin較高，因為VAUX與輸出輸入電壓差成正比VAUX=N(VOUT-VIN)。此外，如圖4所示，輸入電壓在開(kāi)關(guān)頻率呈現出交流含量。因此，VAUX波形并不平坦，相反，它還包含紋波。在低線(xiàn)路時(shí)，這紋波可以忽略不計。在高線(xiàn)路時(shí)，VAUX幅度在退磁相位期間較小。因此，這些振蕩可能大到足以導致過(guò)早檢測電感磁芯復位。事實(shí)上，如圖4和圖5所示的那樣，零電流檢測的精度降低了。

　　圖4 不精確零電流檢測導致的不穩定性

　　圖5 連續導電模式工作

　　圖4顯示出現不穩定性問(wèn)題時(shí)高輸入線(xiàn)路(正弦波頂端，此處Vin約為380V)下的VAUX電壓。我們可以看到MOSFET關(guān)閉時(shí)，VAUX電壓輕微躍升至高于ZCD閾值。由于其大紋波的緣故，在退磁相位期間，VAUX電壓首先增加，然后下降。由于在某些開(kāi)關(guān)周期的末段VAUX接近ZCD閾值，這VAUX電壓下降導致零電壓比較器在電感磁芯完全復位前就翻轉(trip)。圖5證實(shí)了這一論斷。有時(shí)，升壓二極管仍在導電時(shí)，PFC段開(kāi)始新的周期。這個(gè)現象主要導致線(xiàn)路電流失真(見(jiàn)紅色跡線(xiàn))、功率因數退化，并可能有一些頻率處在