三階單環(huán)Delta-sigma調制器在A(yíng)DC中的應用
加入技術(shù)交流群
這種仿真模型將不同結構的Delta-sigma調制器用同一種模型來(lái)描述。因此，在設計調制器的NTF時(shí)不必考慮調制器具體的實(shí)現結構。
2.1 高階穩定的調制器函數的設計
高階Delta-sigma的NTF具有一般形式(5)。從表達式可以看出，NTF的n個(gè)零點(diǎn)都集中直流頻率處。但是，文獻指出，如果將NTF的零點(diǎn)均勻地分布在信號基帶中，而不是全都集中在直流頻率處，將對量化噪聲有更好的整形效果。Delta-sigma調制器的不穩定狀態(tài)主要與調制器N-TF的帶外增益有關(guān)，為了限制NTF的帶外增益，將式(5)所示的NTF的一般表達式改寫(xiě)成式(6)。
通過(guò)調整D(z)就可以有效地達到限制NTF帶外增益的目的。
Delta-sigma調制器的設計重點(diǎn)就是設計出使系統穩定mSTF和NTF。。在文獻中指出，NTF的極點(diǎn)決定了它的帶外增益，而帶外增益又與系統的噪聲整形性能及穩定性密切相關(guān)，帶外增益越高，噪聲整形的效果越好，但是帶外增益過(guò)高系統將不能穩定，而且帶外增益越高則輸入信號的穩定的范圍越小。所以，對于3階以上的Delta-sigma調制器，隨著(zhù)輸入信號幅度的增加，調制器的SNR線(xiàn)性增長(cháng)，但是當輸入的幅度超過(guò)一定值后。調制器的SNR突然下降，這時(shí)的調制器就處于不穩定的狀態(tài)。NTF的帶外增益決定了輸入信號幅度和調制器輸出SNR之間的一對矛盾關(guān)系。
在調制器階數、過(guò)采樣率以及調制器位數確定的情況下，調制器NTF設計的關(guān)鍵問(wèn)題是，找出調制器能夠穩定所對應的輸入范圍。最大SNR所對應的輸入范圍就是調制器能夠穩定所對應的輸入范圍。
2.2 改進(jìn)的DSM結構圖
實(shí)現傳輸函數的拓撲結構不是唯一的，是多種形式的，一般來(lái)說(shuō)有四種結構使用最為普遍CIFB(cascade-integrator-feedback)、CRFB(cascade-resonator-feedback)、CIFF(cascade-integrator-feedforward)、CRFF(cascade-resonator-feedforward)。如果不需要經(jīng)過(guò)零點(diǎn)優(yōu)化，可以采用CIFB和CIFF的結構，需要零點(diǎn)經(jīng)過(guò)優(yōu)化可采用CRFB和CRFF結構。本文是高精度調制器的設計，而經(jīng)過(guò)零點(diǎn)優(yōu)化的可以得到更好的噪聲整形，實(shí)現更高的精度，而CRFF相對CRFB結構在電路設計方面具有結構更為簡(jiǎn)單和電路規模更小的優(yōu)勢，所以采用CRFF結構，如圖2。
由圖可以看出，輸入信號在比較器前與前饋信號直接相加，實(shí)現了STF為1，因此數字濾波器可以不需要考慮基帶補償;al-a3前饋方式實(shí)現NTF的極點(diǎn)，降低了積分器輸出的幅度;第三級積分器輸出通過(guò)g反饋給第二級積分器，即局部反饋(LFB)，這在NTF中引入了共軛零點(diǎn)，挺高了基帶SNR。根據高階穩定的調制器函數的設計方法，設計一個(gè)過(guò)采樣率為128和3位量化器的3階調制器，圖2中的系數值(a1、a2、a3、a4、bl、b2、b3、b4、cl、c2、c3、g1)，由Richard Schreier提供的Matlab Delta-sigma調制器設計工具包可以得出，具體值在表1中給出，表中的數值用于設計NTF和STF的Matlab模型。在實(shí)際的數字電路實(shí)現時(shí)，為了減少芯片面積和設計難度避免使用乘法器，所以這些系數均取2n的近似值，這樣可以用移位相加來(lái)代替乘法。利用Richard Schreier提供的Matlab Delta-sigma調制器設計工具包得到帶外增益為6.1，DSM的NTF為
評論