TI專(zhuān)家為你解答電源設計相關(guān)問(wèn)題（五 ）

　　過(guò)去估算半導體溫升十分簡(jiǎn)單。您只需計算出組件的功耗，然后采用冷卻電路電模擬即可確定所需散熱片的類(lèi)型?，F在出于對尺寸和成本因素的考慮，人們渴望能夠去除散熱片，這就使得這一問(wèn)題復雜化了。貼裝在散熱增強型封裝中的半導體要求電路板能夠起到散熱片的作用，并提供所有必需的冷卻功能。如圖 1 所示，熱量經(jīng)過(guò)一塊金屬貼裝片和封裝流入印刷線(xiàn)路板 （PWB）。然后，熱量由側面流經(jīng) PWB 線(xiàn)跡，并通過(guò)自然對流經(jīng)電路板表面擴散到周?chē)沫h(huán)境中。影響裸片溫升的重要因素是 PWB 中的銅含量以及用于對流導熱的表面面積。

　　圖 1 熱量由側面流經(jīng) PWB 線(xiàn)跡，然后從 PWB 表面擴散至周?chē)h(huán)境。

　　半導體產(chǎn)品說(shuō)明書(shū)通常會(huì )列出某種 PWB 結構下結點(diǎn)至周?chē)h(huán)境的熱阻。這就是說(shuō)，設計人員只需將這種熱阻乘以功耗，便可計算出溫升情況。但是，如果設計并沒(méi)有具體的結構，或者如果需要進(jìn)一步降低熱阻，那么就會(huì )出現許多問(wèn)題。

　　圖 2 所示為熱流問(wèn)題的簡(jiǎn)化電模擬，我們可據此深入分析。IC 電源由電流源表示，而熱阻則由電阻表示。在各電壓下對該電路求解，其提供了對溫度的模擬。從結點(diǎn)至貼裝面存在熱阻，同時(shí)遍布于電路板的橫向電阻和電路板表面至周?chē)h(huán)境的電阻共同形成一個(gè)梯形網(wǎng)絡(luò )。這種模型假設1）電路板為垂直安裝，2）無(wú)強制對流或輻射制冷，所有熱流均出現在電路板的銅中，3）在電路板兩側幾乎沒(méi)有溫差。

　　圖 2 熱流電氣等效簡(jiǎn)化了溫升估算

　　圖 3 所示為增加 PWB 中的銅含量對提高熱阻的影響。將 1.4 mils 銅（雙面，半盎司）增加到 8.4 mils（4 層，1.5 盎司），就有可能將熱阻提高 3 倍。圖中兩條曲線(xiàn)：一條表示熱流進(jìn)入電路板、直徑為 0.2 英寸的小尺寸封裝；另一條表示熱流進(jìn)入電路板、直徑為 0.4 英寸的大尺寸封裝。這兩條曲線(xiàn)均適用于 9 平方英寸的 PWB。這兩條曲線(xiàn)均同標稱(chēng)數據緊密相關(guān)，同時(shí)都有助于估算改變產(chǎn)品說(shuō)明書(shū)電路板結構所產(chǎn)生的影響。但是使用這一數據時(shí)需要多加謹慎，其假設 9 平方英寸 PWB 內沒(méi)有其他功耗，而實(shí)際上并非如此。

　　圖 3 熱流電氣等效簡(jiǎn)化了溫升估算
電源設計小貼士 10：輕松估計負載瞬態(tài)響應

本篇電源設計小貼士介紹了一種通過(guò)了解控制帶寬和輸出濾波器電容特性估算電源瞬態(tài)響應的簡(jiǎn)單方法。該方法充分利用了這樣一個(gè)事實(shí)，即所有電 路的閉環(huán)輸出阻抗均為開(kāi)環(huán)輸出阻抗除以 1 加環(huán)路增益，或簡(jiǎn)單表述為：

　　圖 1 以圖形方式說(shuō)明了上述關(guān)系，兩種阻抗均以 dB-Ω 或 20*log ［Z］ 為單位。在開(kāi)環(huán)曲線(xiàn)上的低頻率區域內，輸出阻抗取決于輸出電感阻抗和電感。當輸 出電容和電感發(fā)生諧振時(shí)，形成峰值。高頻阻抗取決于電容輸出濾波器特性、等效串聯(lián)電阻 （ESR） 以及等效串聯(lián)電感 （ESL）。將開(kāi)環(huán)阻抗除以 1 加環(huán)路增益 即可計算得出閉環(huán)輸出阻抗。

　　由于該圖形以對數表示，即簡(jiǎn)單的減法，因此在增益較高的低頻率區域阻抗會(huì )大大降低；在增益較少的高頻率區域閉環(huán)和開(kāi)環(huán)阻抗基本上是一樣的。在 此需要說(shuō)明如下要點(diǎn)：1）峰值環(huán)路阻抗出現在電源交叉頻率附近，或出現在環(huán)路增益等于 1（或 0dB）的地方；以及 2）在大部分時(shí)間里，電源控制帶寬都將會(huì ) 高于濾波器諧振，因此峰值閉環(huán)阻抗將取決于交叉頻率時(shí)的輸出電容阻抗。

　　圖 1閉環(huán)輸出阻抗峰值 Zout 出現在控制環(huán)路交叉頻率處

　　一旦知道了峰值輸出阻抗，就可通過(guò)負載變動(dòng)幅度與峰值閉環(huán)阻抗的乘積來(lái)輕松估算瞬態(tài)響應。有幾點(diǎn)注意事項需要說(shuō)明一下，由于低相位裕度會(huì )引起 峰化，因此實(shí)際的峰值可能會(huì )更高些。然而，就快速估計而言，這種影響可以忽略不計 ［1］ 。

　　第二個(gè)需要注意的事項與負載變化幅度上升有關(guān)。如果負載變化幅度變化緩慢（dI/dt較低），則響應取決于與上升時(shí)間有關(guān)的低頻率區域閉環(huán)輸出阻抗； 如果負載變化幅度變化極為快速，則輸出阻抗將取決于輸出濾波器 ESL。如果確實(shí)如此，則可能需要更多的高頻旁通。最后，就極高性能的系統而言，電源 的功率級可能會(huì )限制響應時(shí)間，即電感器中的電流可能不能像控制環(huán)路期望的那樣快速響應，這是因為電感和施加的電壓會(huì )限制電流轉換速率。

　　下面是一個(gè)如何使用上述關(guān)系的示例。問(wèn)題是根據 200kHz 開(kāi)關(guān)電源 10 amp 變化幅度允許范圍內的 50mV 輸出變化挑選一個(gè)輸出電容。所允許的峰值輸 出阻抗為：Zout=50 mV / 10 amps 或 5 毫歐。這就是最大允許輸出電容 ESR。接下來(lái)就是建立所需的電容。幸運的是，ESR 和電容均為正交型，可單獨處理。一 個(gè)高 （Aggressive） 電源控制環(huán)路帶寬可以是開(kāi)關(guān)頻率的 1/6 或 30 kHz。于是在 30 kHz 時(shí)輸出濾波電容就需要一個(gè)不到 5 毫歐的電抗，或高于 1000uF 的電容。 圖 2 顯示了在 5 毫歐 ESR、1000uF 電容以及 30 kHz 電壓模式控制條件時(shí)這一問(wèn)題的負載瞬態(tài)仿真。就校驗這一方法是否有效的 10amp 負載變動(dòng)幅度而言， 輸出電壓變化大約為 52mV。

　　圖 2 仿真校驗估計負載瞬態(tài)性能