雙極性結型晶體管的開(kāi)關(guān)損耗

在SPICE仿真的幫助下，我們研究了當BJT用作開(kāi)關(guān)時(shí)發(fā)生的兩種類(lèi)型的功耗。

雙極性結型晶體管（BJT）既可以用作小信號放大器，也可以用作開(kāi)關(guān)。盡管現在你在電路板上看不到很多分立的BJT放大器——使用運算放大器要方便有效得多——但作為開(kāi)關(guān)連接的BJT仍然很常見(jiàn)。

BJT開(kāi)關(guān)通常用于阻斷或向有刷直流電機、燈或螺線(xiàn)管等負載輸送電流。它們有時(shí)也出現在更高頻率的開(kāi)關(guān)應用中，如開(kāi)關(guān)模式調節器或D類(lèi)放大器。圖1顯示了BJT開(kāi)關(guān)的兩種常見(jiàn)應用：高強度LED照明（左）和繼電器控制（右）。兩個(gè)開(kāi)關(guān)都由微控制器上的通用輸入/輸出引腳驅動(dòng)。

用于不同應用的兩個(gè)BJT開(kāi)關(guān)。

圖1。BJT作為開(kāi)關(guān)的兩個(gè)例子。 

在設計BJT開(kāi)關(guān)電路時(shí)，我們的重點(diǎn)往往是正確控制晶體管和驅動(dòng)負載所需的電流和電壓。然而，考慮功耗也很重要，尤其是在電池供電或高環(huán)境溫度應用中。如果我們不這樣做，BJT的損耗可能會(huì )使部件溫度升高到性能受損甚至熱失效的程度。至少，功耗會(huì )降低交換機的效率。

在本文中，我們將關(guān)注兩種主要類(lèi)型的功率耗散：傳導損耗和過(guò)渡損耗。

BJT傳導損耗

作為開(kāi)關(guān)，BJT始終以?xún)煞N模式之一運行：

完全關(guān)閉。無(wú)負載電流可以流動(dòng)，功耗基本為零。

完全開(kāi)啟。負載電流自由流動(dòng)，功耗低但非零。

在導通狀態(tài)下，負載電流從BJT的集電極流到其發(fā)射極。還需要基極到發(fā)射極電流以使集電極到發(fā)射極導通成為可能。這兩條電流路徑的總功耗稱(chēng)為傳導損耗（PC）。我們可以使用以下公式進(jìn)行計算：

VBE是基極-發(fā)射極結兩端的電壓

VCE是集電極-發(fā)射極結兩端的電壓

IB是基本電流

IC是集電極電流。

在導通過(guò)程中，VBE通常在700 mV左右。當BJT處于飽和（這是開(kāi)關(guān)應用的首選模式）時(shí)，VCE約為200 mV。我們可以通過(guò)假設這些固定值，然后通過(guò)標準電路分析技術(shù)確定基極和集電極電流，來(lái)獲得導通損耗的粗略估計。

用LTspice估算傳導損耗

SPICE模擬提供了另一種更準確的估計傳導損耗的方法。例如，考慮圖2中的LTspice電路。該模擬雙極性結型晶體管的Q1由3.3 V數字信號控制，并將電流切換到50Ω負載。

一種LTspice雙極結晶體管電路。

圖2:在LTspice中建模的雙極性結型晶體管。

圖3顯示了運行模擬時(shí)產(chǎn)生的基極-發(fā)射極和集電極-發(fā)射極電壓。

在開(kāi)關(guān)周期的有源部分，模擬BJT開(kāi)關(guān)的基極-發(fā)射極和集電極-發(fā)射極電壓。

圖3。在開(kāi)關(guān)周期的有效部分期間，基極到發(fā)射極電壓和集電極到發(fā)射極的電壓。

LTspice圖顯示了208.5 mV的VCE，這與我們在前一節中假設的200 mV值非常接近。相比之下，VBE明顯高于我們假設的934 mV，而不是預期的700 mV。

我們可以將這些新值插入電路分析計算中，并生成一個(gè)新的傳導損耗估計值，但讓LTspice為我們計算要容易得多。只需按住Alt鍵（如果您使用Mac，則按住Command鍵），然后點(diǎn)擊晶體管；LTspice將生成如圖4所示的圖。

LTspice計算并繪制的晶體管功耗。

圖4。LTspice計算并繪制的晶體管功耗。

結果表明，該BJT開(kāi)關(guān)將在開(kāi)關(guān)周期的激活階段消耗一致的56mW的功率。

BJT轉換損耗

上面功耗圖中的這些不祥的峰值表明，傳導損耗并不是我們需要討論的唯一類(lèi)型的功耗。圖5顯示了如果我們放大其中一個(gè)尖峰會(huì )發(fā)生什么。

BJT在從關(guān)斷到接通的轉換過(guò)程中的功耗。

圖5。在從非導通截止狀態(tài)到飽和導通狀態(tài)的轉變期間的BJT功率耗散。

出現這些尖峰是因為BJT不能瞬間從非導通狀態(tài)變?yōu)橥耆珜顟B(tài)。在過(guò)渡過(guò)程中，大量的集電極電流流動(dòng)，集電極到發(fā)射極的電壓尚未穩定到其低飽和水平。因此，功耗相對較高。

您可以在圖6中看到這些電流-電壓動(dòng)態(tài)。橙色和紅色曲線(xiàn)分別繪制了集電極電壓和集電極電流；綠色曲線(xiàn)描繪了功耗。

集電極電壓、集電極電流和從接通到斷開(kāi)轉換期間的BJT總功耗。

圖6。從關(guān)斷狀態(tài)轉換到導通狀態(tài)期間的集電極電壓、集電極電流和BJT總功耗。

沒(méi)有直接的方法可以準確地計算過(guò)渡損耗。涉及多個(gè)變量，BJT的電流和電壓以相當復雜的方式變化。我建議使用模擬。

讓我們來(lái)看一個(gè)例子。從上面的圖開(kāi)始，我可以按住Ctrl鍵并單擊波形標簽來(lái)執行積分（圖7）。功率曲線(xiàn)下的面積表示能量損失，并且該能量可以加起來(lái)并除以時(shí)間，以產(chǎn)生由于BJT轉變而產(chǎn)生的平均功率耗散。

將瞬時(shí)功率波形與LTspice積分。

圖7。將瞬時(shí)功率波形與LTspice積分。 

這表明，每次躍遷都會(huì )導致約1.35μJ的能量損失。假設我們以500赫茲，即每秒500個(gè)周期進(jìn)行切換，這相當于每秒1000次轉換。每秒的總能量損失為1.35μJ×1000=1.35 mJ。因此，由于轉換而導致的平均功率耗散為1.35mW。

即使在不需要數字估計的情況下，也應注意以下兩個(gè)參數：

開(kāi)關(guān)頻率。更高的開(kāi)關(guān)頻率意味著(zhù)每秒有更多的轉換，因此時(shí)間平均損耗更高。

上升/下降時(shí)間。上升或下降時(shí)間越長(cháng)，每次轉換的能量損失越大。

這兩個(gè)因素都強烈影響過(guò)渡損耗。例如，圖8表明，將控制信號的上升時(shí)間從10μs（用于上述模擬的值）增加到100μs會(huì )將能量損失從1.35μJ增加到13.7μJ。

該圖顯示了較慢的轉變時(shí)間和相應較高的能量損失。

圖8。開(kāi)啟和關(guān)閉狀態(tài)之間較慢的轉換會(huì )導致更多的能量損失。

總結

正如我們在本文中所看到的，SPICE模擬是分析和預測BJT開(kāi)關(guān)損耗的一個(gè)有價(jià)值的工具。了解這些功耗來(lái)源可以幫助設計者優(yōu)化電路，確保組件不會(huì )因過(guò)高的溫度而受到應力或損壞。