實(shí)現高降壓比的三種緊湊型解決方案

本文將闡述為何非隔離式DC-DC降壓轉換器（在本文中簡(jiǎn)稱(chēng)為降壓轉換器）在高輸出電流下將高DC輸入電壓轉換為很低的輸出電壓時(shí)會(huì )面臨嚴峻挑戰，并介紹可以實(shí)現高降壓比，同時(shí)保持小尺寸的三種不同方法。

系統設計人員可能會(huì )面臨以下挑戰：在高輸出電流下將高DC輸入電壓下變頻為極低輸出電壓（例如在3.5 A時(shí)從60 V降至3.3 V），同時(shí)保持系統的高效率、小尺寸并實(shí)現簡(jiǎn)單設計。

將高輸入-輸出電壓差值與高電流結合使用，會(huì )因為功耗過(guò)高自動(dòng)將線(xiàn)性穩壓器排除在外。因此，設計人員必須在這些條件下選擇開(kāi)關(guān)拓撲。但是，即使使用這種拓撲，對于空間有限的應用要實(shí)現足夠緊湊的設計仍然相當困難。

DC-DC降壓轉換器面臨的挑戰

要實(shí)現高降壓比，一種方案是使用降壓轉換器，因為它是將輸入電壓高效降至更低的輸出電壓（例如，VIN = 12 V降至VOUT = 3.3 V）、仍然具有大量電流，且保持小尺寸的一種拓撲選項。但是，在某些情況下，降壓轉換器要保持輸出電壓穩定，會(huì )面臨嚴峻的挑戰。為了理解這些挑戰，我們需要記住，在連續導通模式(CCM)下工作的降壓轉換器的占空比(D)可簡(jiǎn)化為：

占空比和開(kāi)關(guān)頻率(fSW)的關(guān)系如下所示，其中導通時(shí)間(tON)是指在每次開(kāi)關(guān)期間(T)，控制FET保持開(kāi)啟的時(shí)長(cháng)：

結合公式1和公式2可以看出，tON如何受降壓比和fSW的影響：

從公式3可以看出，當輸入-輸出電壓比(VIN?VOUT)和?或fSW增大時(shí)，導通時(shí)間會(huì )降低。這意味著(zhù)降壓轉換器必須能夠以很低的導通時(shí)間運行，以便在高VIN?VOUT比率下調節CCM中的輸出電壓，而在高fSW下這會(huì )更難實(shí)現。

我們假設在一個(gè)應用中，VIN(MAX) = 60 V，VOUT = 3.3 V，IOUT(MAX) = 3.5 A。在必要時(shí)，我們需要使用 LT8641 數據手冊中的數值，因為在之后的章節中，我們將提供采用LT8641的解決方案。所需的最小導通時(shí)間(tON(MIN))對應最高輸入電壓(VIN(MAX))。為了評估這個(gè)tON(MIN)，建議提高公式3的準確度。通過(guò)包含降壓轉換器的兩個(gè)功率MOSFET的壓降VSW(BOT)和VSW(TOP)，并用VIN(MAX)替代VIN，我們得出：

通過(guò)在公式4中使用VIN(MAX)、fSW = 1 MHz，我們得出tON(MIN)為61 ns。為了計算VSW(BOT)和VSW(TOP)，我們使用了LT8641數據手冊中提供的RDS(ON)(BOT) 和RDS(ON)(TOP)值，且已知VSW(BOT) = RDS(ON)(BOT) × IOUT(MAX)，VSW(TOP) = RDS(ON)(TOP) × IOUT(MAX)。從上述公式可得到61 ns的數值，這樣短的時(shí)間數值，降壓轉換器很難保證tON(MIN)；所以，系統設計人員不得不尋找可替代的拓撲。目前提供三種可實(shí)現高降壓比的可行解決方案。

從上述公式可得到61 ns的數值，這樣短的時(shí)間數值，降壓轉換器很難保證tON(MIN)；所以，系統設計人員不得不尋找可替代的拓撲。目前提供三種可實(shí)現高降壓比的可行解決方案。

三種緊湊型解決方案

解決方案1：使用LT3748非光耦反激式變壓器

第一種選擇是使用隔離拓撲，變壓器具有N:1匝數比，負責執行大部分下變頻。為此，ADI公司提供反激式控制器，例如LT3748，該控制器不需要第三個(gè)變壓器繞組或光隔離器，使設計更簡(jiǎn)單，更緊湊。圖1顯示適用于這種情況的 LT3748 解決方案。

盡管與標準反激式設計相比，LT3748解決方案簡(jiǎn)化了設計并節省了空間，但仍然需要使用變壓器。對于無(wú)需隔離輸入端和輸出端的應用，最好是避免使用該組件，相比非隔離解決方案，該組件會(huì )增加設計復雜性和增大尺寸。

解決方案2：使用LTM8073和LTM4624 μModule器件

作為一種替代方案，設計人員可以通過(guò)兩個(gè)步驟進(jìn)行下變頻。要實(shí)現更少的組件數量（僅為10個(gè)），可以使用2個(gè)μModule?器件和8個(gè)外部組件，如圖2所示。此外，這兩款μModule器件已集成各自的功率電感，為系統工程師免除了一項困難的設計任務(wù)。LTM8073 和 LTM4624 均采用BGA封裝，尺寸分別為9 mm × 6.25 mm × 3.32 mm和6.25 mm × 6.25 mm × 5.01 mm (L × W × H)，可提供小尺寸解決方案。

由于在這些條件下LTM4624展現的效率為89%，LTM8073最多為L(cháng)TM4624的輸入端提供1.1 A。由于LTM8073可以提供高達3 A輸出電流，因此可用來(lái)為其他電源軌供電。為此，在圖2中，我們選擇12 V作為中間電壓(VINT)。

盡管應避免使用變壓器，但有些設計人員可能不愿使用需要兩個(gè)獨立的降壓轉換器的解決方案，尤其是無(wú)需采用中間電壓為其他電源軌供電的情況下。

解決方案3：使用LT8641降壓轉換器

所以，在許多情況下，使用單個(gè)降壓轉換器成為首選，因為它是比較理想的解決方案，具有系統效率高、小尺寸和設計簡(jiǎn)單的特點(diǎn)。但是，我們前面不是展示降壓轉換器無(wú)法應對高VIN?VOUT和高fSW嗎？

這個(gè)說(shuō)法可能適用于大部分降壓轉換器，但并非全部。ADI產(chǎn)品系列中包含LT8641之類(lèi)降壓轉換器，在整個(gè)工作溫度范圍內，它具有較短的最低導通時(shí)間，一般為35 ns（最大50 ns）。這些規格都在之前計算得出的61 ns最小導通時(shí)間以下，為我們提供了第3種可行的緊湊型解決方案。圖3顯示LT8641電路有多么簡(jiǎn)單。

還有一點(diǎn)值得注意，LT8641解決方案可能是3種解決方案中最高效的。事實(shí)上，如果與圖3相比必須進(jìn)一步優(yōu)化效率，我們可以降低fSW并選擇更大的電感尺寸。

盡管也可以通過(guò)解決方案2來(lái)降低fSW，但集成功率電感后無(wú)法靈活提高效率，達到高于某個(gè)點(diǎn)的目標。此外，使用兩個(gè)連續下變頻級對效率的負面影響較小。

在使用解決方案1時(shí)，由于在邊界模式下運行，以及在非光學(xué)反饋設計中移除了所有組件，因此反激式設計的效率非常高。但是，效率不能完全優(yōu)化，因為可選的變壓器數量有限，而解決方案3則有廣泛的電感產(chǎn)品系列可供選擇。

圖 1. 采用 LT3748 的電路解決方案，將 60 V 輸入下變頻至 3.3 V 輸出。

圖 2. 采用 LTM8073 和 LTM4624 的電路解決方案，將 60 V 輸入下變頻至3.3 V 輸出。

圖 3. 采用 LT8641 的電路解決方案，將 60 V 輸入下變頻至 3.3 V 輸出。

檢查L(cháng)T8641是否滿(mǎn)足要求的另一種方法

在大多數應用中，公式4中唯一可調的參數是開(kāi)關(guān)頻率。因此，我們重新變換公式4，以評估LT8641在給定條件下允許的最大fSW。于是，我們得到公式5，LT8641數據手冊的第16頁(yè)也提供了這個(gè)公式。

我們在以下示例中使用此公式：VIN = 48 V，VOUT = 3.3 V，IOUT(MAX) = 1.5 A， fSW = 2 MHz。汽車(chē)和工業(yè)應用中經(jīng)常使用48 V輸入電壓。在公式5中代入這些條件后，我們得出：

因此，在給定的應用條件下，在fSW高達2.12 MHz時(shí)，LT8641能夠安全運行，證實(shí)LT8641是適合此應用的一個(gè)不錯的選擇。

結論

本文提出了三種不同的方法，以在高降壓比下實(shí)現緊湊型設計。LT3748反激式解決方案不需要使用笨重的光隔離器，推薦用于需要隔離輸入端和輸出端的設計。第2種方法需要使用LTM8073和LTM4624 μModule器件，當設計人員為應用選擇最佳電感猶豫不決，以及?或何時(shí)必須提供額外的中間電源軌時(shí)，這種解決方案會(huì )非常有用。第3種方法基于LT8641降壓轉換器進(jìn)行設計，如果只是要求實(shí)現陡電壓下變頻時(shí)，可提供緊湊且簡(jiǎn)單的解決方案。