D類(lèi)功放LC 濾波器數值計算及選型指導

作者：Imelda Zhang

隨著(zhù)電動(dòng)汽車(chē)的發(fā)展，車(chē)載音響系統的信道的數量和輸出功率均在逐步上升。D類(lèi)功放以小尺寸，高輸出功率和高效率的優(yōu)點(diǎn)，成為車(chē)載音頻類(lèi)產(chǎn)品的中堅力量。D類(lèi)功放將輸入的聲音信號同三角波進(jìn)行比較，生成PWM波形，并通過(guò)LC濾波器將聲音還原，實(shí)現聲音放大。為實(shí)現更好的音頻表現及滿(mǎn)足車(chē)載EMI需求，合理的LC濾波器設計和選型變得尤為重要。文主要針對D類(lèi)功放LC濾波器電感電容值進(jìn)行推導計算，并對電感及電容選型的注意事項進(jìn)行介紹和分析。

圖1. D類(lèi)功放結構說(shuō)明圖

1.  2.1MHz LC濾波器數值計算

         圖2.BD調制模式下的LC濾波器                                  

圖3.BD調制模式下LC濾波器等效模型

圖4. 單端LC濾波器

以TAS6424E-Q1和TAS6584 -Q1為例，該產(chǎn)品工作在BD調制模式，BTL輸出時(shí)，LC濾波器的結構如圖2所示。如圖3、圖4所示LC濾波器可轉換為2個(gè)完全一致的單端模型。          

在實(shí)際應用中，在客戶(hù)確定諧振頻率和喇叭電阻值后即可確定LC濾波器的數值?？梢约僭O諧振頻率與負載或任何器件的寄生電阻無(wú)關(guān)，即濾波器-負載組合電路的諧振頻率就是，即不包含電阻項。由于品質(zhì)因數確定了響應曲線(xiàn)在諧振頻率時(shí)的峰值大小，在臨界阻尼時(shí)，我們取品質(zhì)因數Q值為0.707。

其中，為諧振頻率，為BTL模式下喇叭負載阻抗的一半，Q為電路的品質(zhì)因數，L和C為L(cháng)C濾波器的電感電容值。

聯(lián)立解得，L和C的值如下

LC濾波器選型的注意事項：

1）人耳可聽(tīng)范圍內20Hz-20KHz頻響平坦

2）諧振點(diǎn)品質(zhì)因數不宜過(guò)大，如巴特沃斯濾波器

3）對開(kāi)關(guān)頻率及其各次諧波的壓制達-40dB以上

為保證20KHz內頻響曲線(xiàn)平整，在2.1Mhz開(kāi)關(guān)頻率下，80KHz，90KHz等是常用的諧振頻率值。LC濾波器的諧振頻率若設置過(guò)小，如2.1Mhz開(kāi)關(guān)頻率下設置在30KHz，在十幾KHz會(huì )出現明顯的頻響下降。在開(kāi)關(guān)頻率為480KHz時(shí)，40KHz時(shí)常用的諧振頻率。

若此時(shí)開(kāi)關(guān)頻率為2.1Mhz，帶入RL=2Ohm，轉折頻率=95kHz ，可得：

對于電感而言，3.3uH價(jià)格相對便宜，則選擇3.3uH電感。由于電容存在直流偏執電壓下，電容降額的情況，根據標準電容值選擇1uF電容。若客戶(hù)對EMI要求高，可適當增大L值來(lái)降低Q值。在第二節單端LC濾波器S參數下頻率響應計算中會(huì )驗證3.3uH電感1uF電容滿(mǎn)足LC濾波器選型的3點(diǎn)注意事項。

若此時(shí)開(kāi)關(guān)頻率為480KHz，帶入=2Ohm，轉折頻率=40kHz 可得：

則可以選擇10uH電感及2.2uF電容。

 對于TAS6584-Q1而言，PVDD可以達35V以上。工作電壓越高，對EMI的表現也越嚴苛。若客戶(hù)在測試時(shí)對于EMI有要非常嚴格的要求，除了增大電感值降低ripple外，還可以在二階LC濾波器后級再加二階LC濾波，形成四階濾波器，進(jìn)一步壓制在開(kāi)關(guān)頻率下的頻率響應，如表1所示。若客戶(hù)使用TAS6584-Q1的ClassH功能，且測試標準要求Pout=1W，PVDD電壓度較低，則此時(shí)可以按照二階濾波器進(jìn)行設計。

表1 TAS6584 LC 濾波器配置

此外，TAS6584-Q1 GUI中含有 Gain Compensation Biquads 均衡器可對品質(zhì)因數Q和增益Gain值進(jìn)行調整。

2. 單端LC濾波器S參數下頻率響應計算

圖5. BD調制模式下單端LC濾波器等效S模型

        本文在上一節描述了LC濾波器的的數值計算方法。本節將通過(guò)S參數模型分析計算，驗證2.1Mhz開(kāi)關(guān)頻率下3.3uH和1uF組合LC濾波器滿(mǎn)足以下3個(gè)條件，以證明在其在滿(mǎn)足EMI前提下，對Audio performance沒(méi)有影響。

1）人耳可聽(tīng)范圍內20Hz-20KHz頻響平坦

2）諧振點(diǎn)品質(zhì)因數不宜過(guò)大，如巴特沃斯濾波器

3）對開(kāi)關(guān)頻率及其各次諧波的壓制達-40dB以上

 如圖5所示以RL電壓為目標進(jìn)行傳遞函數列寫(xiě)：

以TAS6424E-Q1為例，R=4ohm， L=3.3uH ， C=1uF帶入H(S)化簡(jiǎn)為：

將帶入可得：

在截止頻率點(diǎn)，解得：

由可得：

在諧振頻率點(diǎn)，解得：

由傳遞函數做出2.1Mhz開(kāi)關(guān)頻率，L=3.3uH ， C=1uF的增益-頻率響應曲線(xiàn)如圖6所示。在圖示曲線(xiàn)下，20KHz以?xún)鹊念l響保持平整，且在2.1MHz開(kāi)關(guān)頻率下的增益小于-40dB，滿(mǎn)足條件1)和3)的要求。

品質(zhì)因數Q值的計算如下，帶入RL=2ohm， L=3.3uH得品質(zhì)因數，滿(mǎn)足條件2）的要求：

品質(zhì)因數如果過(guò)大，在諧振頻率點(diǎn)處增益過(guò)高容易引起過(guò)流。若高頻能量過(guò)大，可以選擇在喇叭兩端添加RC snubber抑制Q值。若客戶(hù)對EMI要求高，可適當增大L值來(lái)降低Q值。

圖6. 3.3uH 1uF情況下LC增益-頻率響應曲線(xiàn)

3. 電感選型注意事項

1）DC電流

圖7. 3.3uH電感電流關(guān)系曲線(xiàn)                        

圖8. 不同電感THD+N - 輸出功率曲線(xiàn)圖600KHz, 4Ohm

          圖7為3.3uH電感電流的關(guān)系曲線(xiàn)，隨著(zhù)直流電流的增加，電感值呈降低趨勢。電感的線(xiàn)性度會(huì )直接影響THD+N的表現。在負載電流最大時(shí)，保證電感在標稱(chēng)值的75%以上，電感的飽和電流大于流經(jīng)電感的最大電流。

         需要注意的是，流經(jīng)電感的最大電流不等于喇叭所需的最大功率電流。流經(jīng)電感的電流主要包含以下3部分：

a）流經(jīng)喇叭的功率電流：

：喇叭所需的最大功率；R：喇叭電阻值

b）紋波電流：

供電電壓； ：電感值； 

c）LC濾波器充電電流：該部分取決于PVDD電壓及電壓值，Tina仿真結果如圖9所示。

圖9. LC充電Tina 仿真圖

       此外，還有以下兩種特殊情況需要考慮在內，在該類(lèi)情況下，也要保證電感的飽和電流大于以下情況的最大值。

d）無(wú)音頻輸入時(shí)的啟動(dòng)電流：

在D類(lèi)功放無(wú)音頻輸入啟動(dòng)時(shí)，管子的duty cycle從0增加到。

其中，（BD調制），0.14（1SPW調制），0.14（Hybrid調制）。

e）音頻播放時(shí)，突然的高頻突變信號注入產(chǎn)生的削波電流:

高頻輸入突然上升使得削波發(fā)生，伴隨PWM 的 duty cycle陡然上升，此時(shí)電流也會(huì )隨之臉大，計算公式如下：

2）溫升

  由于直流電阻DCR的存在，電感上會(huì )存在銅損。隨著(zhù)負載電流的增加，電感溫度會(huì )呈現上升趨勢。另外，由于集膚效應導體內部電流分布不均勻，集中在導線(xiàn)表面，進(jìn)而造成導線(xiàn)的等效交流電阻隨頻率而提高，交流損耗同樣隨著(zhù)電感電流而逐漸增大。DCR越小越好，小于50m Ohm為佳。在最大負載電流通過(guò)時(shí)，電感溫升應在數據手冊要求范圍內，通常不超過(guò)40℃。

圖10. 電感溫升和負載電流關(guān)系曲線(xiàn)

3）電感磁芯材料

         電感材料可以分為高導磁率，中導磁率和低導磁率的產(chǎn)品。金屬合金屬于低導磁率材料，鐵氧體電感屬于中高導磁率材料。如圖11所示，在未達到飽和電流前，金屬合金類(lèi)低導磁率材料的感值便隨著(zhù)電流上升而下降，受溫度影響較小。鐵氧體類(lèi)高導磁率材料在未達到飽和前擁有更穩定的感值，但飽和電流很低。此外，鐵氧體受溫度影響更大，飽和電流值隨溫度的升高而降低。金屬合金類(lèi)磁芯類(lèi)低導磁率材料削弱了電感芯內的磁場(chǎng)，引入的諧波更小，進(jìn)而THD的表現會(huì )更好，推薦用在D類(lèi)功放的LC濾波器中。

圖11. 電感溫升和負載電流關(guān)系曲線(xiàn)

        為了降低串擾，可以使用屏蔽磁芯類(lèi)電感，該類(lèi)屏蔽電感有更好的EMI表現。另外在布局時(shí)盡可能增加電感之間的距離，如兩個(gè)過(guò)孔以上寬度， 或如圖12所示，根據電感廠(chǎng)商建議調整電感擺放方向。

圖12. 電感方向調整示意圖

4. 電容選型注意事項

1）電容耐壓值及直流電壓偏置

         負載兩端的電壓包含兩部分，直流偏置電壓和音頻交流電壓。直流偏置電壓通常為PVDD電壓的一半，交流電壓隨輸入音頻改變。由上可知，電容電壓的計算公式為：

圖13. 負載電壓構成示意圖

         客戶(hù)可根據以上公式計算值選定合適電容耐壓值，通常為1.5倍及以上。另外，由于直流偏置電壓存在，電容的實(shí)際容值會(huì )隨著(zhù)電壓的增加而降低。如圖14所示，有效電容值下降會(huì )導致LC截止頻率變化，進(jìn)而有可能導致EMI測試失敗。在DC直流偏置下，客戶(hù)需保證電容值的變化在合理范圍內。

圖14. 截止頻率隨電容變化關(guān)系圖

圖15.陶瓷電容容值變化百分比同直流偏置電壓關(guān)系曲線(xiàn)

2）溫升

         電容損耗同電感類(lèi)似主要來(lái)源主要為3部分，一部分為等效串聯(lián)電阻損耗，交流電流在每個(gè)開(kāi)關(guān)周期流經(jīng)相應頻率下的等效串聯(lián)電阻造成一定損耗。ESR越小損耗越低。此外，PVDD的兩端的旁路電容的ESR越小，PSRR表現越好。

另一部分為泄露電流損耗，該部分取決于電容絕緣材料電阻，不做考慮。

         最后一部分為電介質(zhì)損耗，由于電容兩端施加了交流電壓，電容電場(chǎng)發(fā)生周期性變化，電介質(zhì)中的帶電質(zhì)點(diǎn)要沿交變電場(chǎng)的方向作往復的有限位移并重新排列。這時(shí)質(zhì)點(diǎn)需要克服極化分子間的內摩擦力而造成能量損耗。

圖16. 功率角電感電阻關(guān)系示意圖

          在計算出電容損耗值后，可根據數據手冊中的熱系數計算理論溫升值。電容所達的最大溫度需要小于數據手冊要求。

3）電容類(lèi)型

         金屬薄膜電容相較于陶瓷電容具備以下優(yōu)良性能：無(wú)極性，絕緣電阻好，頻率響應寬且介電損耗很小，電容值電壓降額小。但由于結構原因電壓轉換速率過(guò)高時(shí)，金屬薄膜容易被破壞。在選型時(shí)需要計算最大的電壓的上升時(shí)間，并保證該值在數據手冊要求范圍內。

若需要獲得最佳的音頻性能，建議使用金屬化薄膜電容器而不是陶瓷電容器。金屬薄膜電容器價(jià)格更高，客戶(hù)可根據需要自行選擇電容類(lèi)型。就電容封裝而言，0402或0603的電阻均可滿(mǎn)足要求。

         綜上，本文主要針對D類(lèi)功放LC濾波器電感電容值進(jìn)行推導計算，并對電感及電容選型的注意事項進(jìn)行介紹和分析。德州儀器TAS6424E-Q1及TAS6584-Q1均可通過(guò)以上公式進(jìn)行分析計算。 TAS6424E-Q1芯片集成了AC、DC故障診斷，可實(shí)現負載短路到電源、負載短路到地、負載開(kāi)路、負載短路等故障診斷，并實(shí)現高精度的負載阻抗和相位測量。TAS6584-Q1芯片除以上功能外，還具備實(shí)時(shí)故障診斷，對系統的安全可靠性做出更好的評估檢驗，并實(shí)現單路150W以上輸出。