比較兩種并聯(lián)驅動(dòng)方式對功率回路耦合特性分析

隨著(zhù)電力電子應用越發(fā)趨于高壓與高功率密度，單個(gè)模塊已經(jīng)無(wú)法滿(mǎn)足其需求，功率器件的并聯(lián)應用由于其經(jīng)濟性與可行性成為了解決該矛盾的有效方法。然而，并聯(lián)系統的總體布局無(wú)法達到完全的對稱(chēng)，使得理想化的靜、動(dòng)態(tài)電流分布難以實(shí)現進(jìn)而限制了并聯(lián)器件的利用率。

摘要

隨著(zhù)電力電子應用越發(fā)趨于高壓與高功率密度，單個(gè)模塊已經(jīng)無(wú)法滿(mǎn)足其需求，功率器件的并聯(lián)應用由于其經(jīng)濟性與可行性成為了解決該矛盾的有效方法。然而，并聯(lián)系統的總體布局無(wú)法達到完全的對稱(chēng)，使得理想化的靜、動(dòng)態(tài)電流分布難以實(shí)現進(jìn)而限制了并聯(lián)器件的利用率。本文主要分析和比較了驅動(dòng)電路結構和功率回路耦合特性對于并聯(lián)IGBT均流特性的影響，并通過(guò)試驗進(jìn)行了驗證。
引 言
作為一種電壓控制型器件，絕緣柵雙極型晶體管(insulated-gate bipolar transistor，IGBT)由于其通態(tài)壓降低、開(kāi)關(guān)速度高、通流能力強等特點(diǎn)，在軌道交通、可再生能源和工業(yè)傳動(dòng)等領(lǐng)域中應用廣泛?？紤]到成本及系統的復雜度，通常會(huì )以功率器件并聯(lián)的方式提高功率變流器的電流容量[1]，與此同時(shí)，各廠(chǎng)商還會(huì )優(yōu)化器件的內部結構以及在驅動(dòng)電路的并聯(lián)控制能力上投入資源以滿(mǎn)足用戶(hù)的需求[2]。具有低寄生電感、高功率密度、可擴展性和模塊化特點(diǎn)的LinPak[3-4],XHP[5-6],LV/HV100等半橋模塊可以為提升并聯(lián)系統電流密度及節約成本提供助力[7-8]。盡管半橋IGBT模塊上、下橋臂間的寄生參數得到了有效抑制，來(lái)自直流側母排和負載路徑的寄生電感仍會(huì )對均流特性產(chǎn)生較大影響，因此，分析驅動(dòng)方式和功率回路寄生參數在均流特性上產(chǎn)生的影響對于進(jìn)一步提升并聯(lián)系統的功率密度及可靠性具有重要意義[9]。
本文在第二章節對于兩種常用于IGBT并聯(lián)的驅動(dòng)電路結構進(jìn)行了討論，并在下一章節通過(guò)理論公式推導和電路仿真，就耦合產(chǎn)生的互感對于并聯(lián)系統均流特性的影響進(jìn)行了分析，隨后，通過(guò)試驗比較了兩種并聯(lián)驅動(dòng)方式的差異并驗證對于功率回路耦合特性的相關(guān)分析。
驅動(dòng)方式對于并聯(lián)IGBT的影響
現有的商業(yè)化IGBT并聯(lián)驅動(dòng)電路可簡(jiǎn)單地分為單核驅動(dòng)和多核驅動(dòng)兩種，此處的單核驅動(dòng)是指僅將控制信號通過(guò)一個(gè)驅動(dòng)核隔離、放大后經(jīng)過(guò)各IGBT上安置的適配板實(shí)現其并聯(lián)開(kāi)關(guān)，當各并聯(lián)IGBT的適配板僅含有門(mén)極驅動(dòng)電阻、門(mén)極電容以及用于過(guò)流保護的二極管等無(wú)源器件時(shí)驅動(dòng)核與適配板間引線(xiàn)長(cháng)度的不一致會(huì )對并聯(lián)IGBT的動(dòng)態(tài)均流特性產(chǎn)色較大的影響（如圖1(a)左側部分所示）。在增添了推挽結構后（如圖1(a)右側部分所示），由于驅動(dòng)輸出側更加靠近門(mén)極，使得引線(xiàn)長(cháng)度差異引起的不均流得到了更好的抑制[10-14]。

本文中的多核驅動(dòng)（如圖1(b)所示）通過(guò)設置互相磁隔離的分立驅動(dòng)單元方式實(shí)現各IGBT模塊門(mén)極驅動(dòng)信號間的解耦。這種結構通常對于各分立單元間驅動(dòng)信號的一致性有著(zhù)較高的要求，僅幾十納秒的延遲差異或幾百毫伏的門(mén)極電壓差異都會(huì )引發(fā)嚴重的動(dòng)態(tài)不均流問(wèn)題。雖然單核驅動(dòng)方式在成本和電路復雜程度上較于多核驅動(dòng)方式具有一定的優(yōu)勢，但該種驅動(dòng)方式下，驅動(dòng)信號回路與功率回路均存在公共點(diǎn)，由此而引入的環(huán)路問(wèn)題將會(huì )對門(mén)極電壓產(chǎn)生較大的影響。
功率回路結構對并聯(lián)IGBT的影響
當并聯(lián)IGBT在較小感性負載（本次研究中為20μH）下處于通態(tài)時(shí)，并聯(lián)IGBT所在支路間以及并聯(lián)IGBT支路與負載所在路徑間的磁耦合將會(huì )對并聯(lián)IGBT的靜態(tài)均流特性帶來(lái)消極的影響。由于負載電感值遠大于功率回路寄生電感，假設剛進(jìn)入通態(tài)時(shí)各并聯(lián)IGBT的集電極電流變化率幾乎相等，各并聯(lián)支路的壓降可以表示為:

考慮了寄生電感L’σi與Lσc，它們可與互感系數Mi一同對耦合效應進(jìn)行描述，其中L’σi表示在空間上與負載線(xiàn)纜平行的導體的自感，它們包括IGBT模塊內部的母排或平面導體以及模塊外部的疊層母排和匯流銅排等。相對地，Lσi表示支路中與負載線(xiàn)纜在空間上相垂直的導體的自感。當各并聯(lián)IGBT所在支路具有較為接近的幾何尺寸且對稱(chēng)分布時(shí)，可以近似地認為L(cháng)σ1=Lσ2=Lσ3=Lσ4且L’σ1=L’σ2=L’σ3=L’σ4。由于L’σi與Lσc間存在磁耦合，與構成vC’E’的其它電壓方向相反的感應電壓Mi·(diL/dt)將存在于各支路上?；ジ邢禂低ǔＥc導體的尺寸與兩導體間距離的比值有關(guān)，而在導體尺寸保持不變的情況下，兩導體距離越近，互感系數Mi的越大，進(jìn)而使得此時(shí)刻對應通態(tài)飽和壓降VCEi越大，與之對應的集電極電流也會(huì )越大。實(shí)際上，各并聯(lián)支路間的互感也會(huì )在一定程度上對均流特性產(chǎn)生影響[15-17]，本次研究則更多地關(guān)注并聯(lián)IGBT所在支路與負載路徑將的耦合效應。

圖2.考慮耦合效應的并聯(lián)等效電路

圖3.負載線(xiàn)纜及單個(gè)IGBT內部結構示意

互感系數Mi在用于連接并聯(lián)IGBT的母排和IGBT封裝內部的部分導體上均有所體現，例如在圖3[18]中，屬于IGBT內部的“collector plane”和“emitter plane”與負載線(xiàn)纜亦存在著(zhù)磁耦合。因此，對于負載線(xiàn)纜與IGBT支路（包括“collector/emitter plane”及IGBT封裝外部的母排）間互感的分析可簡(jiǎn)化為圖4所示的結構，負載線(xiàn)纜和IGBT支路可以分別簡(jiǎn)化為一根流過(guò)電流為IL長(cháng)直導線(xiàn)和一塊矩形金屬薄片（“d”和“l(fā)”分別為金屬薄片的寬度和長(cháng)度）。 

圖4.簡(jiǎn)化后模型示意

通過(guò)在式（2）和式（3）中計算的磁感應強度與磁通量，互感系數M可以通過(guò)式（4）得到，該式表明互感系數M與負載線(xiàn)纜和IGBT支路間的距離以及支路的幾何尺寸有關(guān)，當負載線(xiàn)纜與支路間的水平距離縮小到一定程度時(shí)將會(huì )有效地影響互感系數M的大小。

考慮到負載線(xiàn)纜與IGBT支路幾乎在同一水平面這一較為嚴重的磁耦合情況，由此列舉的兩類(lèi)耦合方式如圖5所示?；ジ邢禂礛的求解可以轉化為式（5）所示的形式，考慮實(shí)際應用時(shí)的尺寸及計算的簡(jiǎn)化，每個(gè)IGBT支路被近似為長(cháng)度l為290mm的矩形金屬薄片。為了進(jìn)一步簡(jiǎn)化計算，考慮各并聯(lián)IGBT以互相緊靠的方式完成安置，式（5）中負載線(xiàn)纜與IGBT支路間的水平距離“a”的值被設定為支路導體寬度“d”的倍數。若要在此基礎上進(jìn)行更為的計算，則需要考慮構成IGBT所在支路中每一部分導體上的互感

耦合類(lèi)型A

耦合類(lèi)型B

圖5.兩種耦合類(lèi)型示意

通過(guò)近似計算，得到了耦合類(lèi)型A中各并聯(lián)IGBT支路的互感系數：M1≈40nH,M2≈17nH,M3≈11nH, M4≈9nH；類(lèi)似地，耦合類(lèi)型B中：M1≈20nH, M2≈64nH,M3≈64nH,M4≈20nH。
如圖6所示，通過(guò)PSpice軟件對兩類(lèi)耦合方式搭建測試電路進(jìn)行了仿真。憑借“ANALOG”庫中的“K_Linear”元件以及用于代替IGBT的理想開(kāi)關(guān)，負載線(xiàn)纜與各IGBT所在支路間的耦合效應得以實(shí)現，耦合類(lèi)型A和B對應的靜態(tài)電流分布分別如圖7和圖8所示。

圖6.仿真電路

通過(guò)在式（6）中定義不均衡度δ以衡量均流特性。結合仿真波形與式（6）進(jìn)行計算，可得到總電流接近1000A時(shí)，耦合類(lèi)型A中不均衡度δ=12.09%，同樣可得到耦合類(lèi)型B中不均衡度δ=17.66%。在圖5(a)所示結構的基礎上，將負載線(xiàn)纜與T1管間的水平距離增加至“3d”（即a1=3d,a2=5d, a3=7d,a1=9d）得到了圖9所示的電流分布，其不均衡度δ=4.33%，各支路互感系數M1≈17nH, M2≈11nH,M3≈9nH,M4≈6nH。

圖7.耦合類(lèi)型A靜態(tài)電流分布

圖8.耦合類(lèi)型B靜態(tài)電流分布

圖9.耦合類(lèi)型A’靜態(tài)電流分布

測試方案及實(shí)驗結果
為了實(shí)際觀(guān)測兩種驅動(dòng)方式的工作特性，搭建了由英飛凌FF450R33TE3模塊組成的并聯(lián)特性雙脈沖測試平臺如圖10所示。由于示波器通道限制，觀(guān)測對象為T(mén)1管門(mén)極電壓以及T1、T2、T3管下橋臂的集電極電流（使用羅氏線(xiàn)圈進(jìn)行測量）。兩種驅動(dòng)方式下的測試波形如圖11所示（測試時(shí)母線(xiàn)電壓為1000V，總電流為1000A）。

圖10.并聯(lián)特性雙脈沖測試平臺

通過(guò)圖11可知，單核驅動(dòng)方式下并聯(lián)IGBT的集電極電流在開(kāi)關(guān)過(guò)程中開(kāi)始上升或下降的一致性較好，但門(mén)極電壓易受到環(huán)路電流的影響產(chǎn)生振蕩；多核驅動(dòng)方式下的門(mén)極電壓雖然更加穩定，在開(kāi)通過(guò)程中由于各門(mén)極電壓達到閾值的時(shí)刻不一致使得集電極電流開(kāi)始上升的時(shí)刻存在近180ns的差異。觀(guān)測到的靜態(tài)不均流現象主要于功率回路磁耦合效應，它的相關(guān)驗證將在接下來(lái)的內容中進(jìn)行說(shuō)明。

單核驅動(dòng)測試波形

多核驅動(dòng)測試波形

圖11.兩種驅動(dòng)方式下雙脈沖測試波形示意

圖5(a)和圖5(b)對應的兩類(lèi)耦合類(lèi)型在雙脈沖測試下的靜態(tài)均流特性如圖12(a)和圖12(b)所示，耦合類(lèi)型對應的實(shí)驗數據如表1所示，通過(guò)式（6）計算可知耦合類(lèi)型A中不均衡度δ=32.78%，耦合類(lèi)型B中不均衡度δ=19.08%。與仿真得到的結果相比，負載線(xiàn)纜與水平方向相平行的部分也可能經(jīng)過(guò)與母排或模塊內部導體平面的磁耦合對均流特性產(chǎn)生了影響，使得雙脈沖測試得到的耦合類(lèi)型A、B對應集電極電流分布和不均衡度較于仿真仍存在一定的差距。

耦合類(lèi)型A集電機電流分布

耦合類(lèi)型B集電機電流分布
圖12.兩種耦合類(lèi)型集電極電流分布

耦合類(lèi)型A集電機電流分布

耦合類(lèi)型A集電機電流分布
圖13.耦合類(lèi)型C結構示意及其均流特性

通過(guò)增大產(chǎn)生耦合效應的負載線(xiàn)纜與并聯(lián)IGBT支路間的距離以抑制互感系數并加強耦合支路間的對稱(chēng)性，可以使得靜態(tài)均流特性得到進(jìn)一步的改善。由此對應的耦合類(lèi)型C的實(shí)際結構與靜態(tài)均流特性如圖13所示，該耦合類(lèi)型下并聯(lián)IGBT的集電極電流分布為：IC1=283A,IC2=274A,IC3=272A,IC4=255A，而不均衡度δ則被抑制到了2.58%。

表1.兩種耦合類(lèi)型下的靜態(tài)電流分布

結論及后續工作
通過(guò)討論電路結構和進(jìn)行測試，對比了兩類(lèi)并聯(lián)驅動(dòng)方式工作特性的差異。利用等效電路及雙脈沖測試，分析了負載路徑與并聯(lián)IGBT所在支路間存在的磁耦合在感性負載較小的情況下，由于互感系數的差異對于并聯(lián)IGBT的靜態(tài)均流特性產(chǎn)生的影響，隨后提議了一種靜態(tài)均流特性更好的功率回路配置方式。