一種數控高穩定性直流大電流信號源系統

0   引言

在測試測量、計量校準領(lǐng)域中，大電流源是不可或缺的儀器，在科研國防及新能源領(lǐng)域中應用廣泛。目前，多數電流源普遍采用壓控方式，首先需要產(chǎn)生控制電壓，然后經(jīng)電壓- 電流轉換實(shí)現電流輸出。由于控制電壓產(chǎn)生方式、質(zhì)量，以及電壓- 電流轉換電路的實(shí)現方式的不同，電流源在輸出范圍和輸出精度上有較大差異。在測試系統、校準設備等應用環(huán)境中，電流輸出多直接采用電流輸出型D/A 轉換器產(chǎn)生，這種方式雖然精度可以達到μA 級別，但由于D/A 轉換器的輸出電流范圍較小，所以這類(lèi)電流源的輸出不會(huì )超過(guò)幾mA，很難保證校準設備測試環(huán)節中動(dòng)輒幾百到幾千A 的需求。針對上述問(wèn)題，設計實(shí)現了一種數控高穩定性大電流源系統，系統以20 位DAC 產(chǎn)生高精度控制電壓信號，采用模擬電路實(shí)現電壓- 電流轉換，采用磁通門(mén)傳感器、低溫漂電阻及24 位ADC 對輸出進(jìn)行采樣，利用一整套系統進(jìn)行閉環(huán)控制，確保輸出高精度和高穩定性。

1   原理

1.1 MOS管控制電流原理

MOS 管是電壓控制器件，需要使用電壓控制G 角來(lái)實(shí)現對管子電流的控制。最常見(jiàn)的是增強型N 溝通MOS 管，使用一個(gè)電壓來(lái)控制G 的電壓，導通電壓一般在（2 ～ 4）V，若要完全控制，這個(gè)值一般要上升到10 V 左右。

以N 溝道MOS 管為例，Vt 是其導通的閾值電壓，當時(shí)，源極漏極之間隔著(zhù)P 區，漏結反偏，故無(wú)漏極電流，MOS 管不導通；當時(shí)柵極下的p型硅表面發(fā)生強反型，形成連通源區和漏區的N 型溝道產(chǎn)生漏極電流ID，MOS 管導通。

對于恒定Vds，Vgs 越大，則溝道中可移動(dòng)的電子越多，溝道電阻就越小，ID 就越大，當然這個(gè)Vgs 大到一定值，電壓再大，ID 也不會(huì )再有太大的變化了。MOS 管的漏、源、柵極都有寄生電容，分別是C_ds、C_gd 和C_gs，如圖1 所示。

圖1 MOS管的寄生電容

其中

C_ds = C_oss（輸出電容）；

C_gd + C_gs = C_iss（輸入電容）；

圖2 MOS管開(kāi)關(guān)過(guò)程中柵極電荷特性

圖2中，V_TH 為開(kāi)關(guān)閾值電壓；V_GP 為米勒平臺電壓；V_CC 為驅動(dòng)電路的電源電壓；V_DD 為MOS 關(guān)斷時(shí)D 和S極施加的電壓。

T1 階段：當驅動(dòng)開(kāi)通脈沖加到MOS 管的G 極和S極時(shí)，輸入電容Ciss 充電直到MOS 管開(kāi)啟為止，開(kāi)啟時(shí)有Vgs = Vth，柵極電壓達到Vth 前，MOS 管一直處于關(guān)斷狀態(tài)，只有很小的電流流過(guò)MOS 管，Vds 的電壓Vdd 保持不變。

T2 階段：當Vgs 到達Vth 時(shí)，漏極開(kāi)始流過(guò)電流ID，然后Vgs 繼續上升，ID 也逐漸上升，Vds 保持VDD 不變，當Vds 到達米勒平臺電壓Vgp 時(shí)，ID 也上升到負載電流最大值ID，VDS 的電壓開(kāi)始從VDD 下降。

T3 階段：米勒平臺器件，I_D 繼續保持I_D 不變，V_DS電壓不斷降低，米勒平臺技術(shù)時(shí)刻，I_D 電流仍維持，V_DS 電壓降到一個(gè)較低的值。米勒平臺的高度受負載電流的影響，負載電流越大，則I_D 到達此電流的時(shí)間就越長(cháng)，從而導致更高的V_GP。

T4 階段：米勒平臺結束后，I_D 電流仍維持，V_GS 電壓繼續降低，但此時(shí)降低的斜率很小，因此降低的幅度也很小，最后穩定在V_DS = I_D × R_ds，因此通?？梢哉J為米勒平臺結束后MOS 管基本上已經(jīng)導通，為了減少開(kāi)通損耗，一般要盡可能減少米勒平臺的時(shí)間。

2   設計

2.1 總體方案設計

電流源的系統框圖如圖3 所示，整個(gè)系統分為輸出部分和回采調整部分。

圖3 系統總體框圖

輸出部分負責控制電壓的產(chǎn)生，經(jīng)過(guò)調理電路，控制大功率MOS 管，進(jìn)而控制流經(jīng)MOS 管的電流?；夭刹糠种饕獙?shí)現輸出電流信號的采樣，大電流信號經(jīng)過(guò)磁通門(mén)傳感器轉換為小電流信號，再經(jīng)過(guò)采樣電阻轉換為電壓信號，計入模數轉換器采集，經(jīng)過(guò)數據處理，再控制輸出部分，調整輸出信號，達到動(dòng)態(tài)調整輸出、輸出保持高穩定的目的。

2.2 硬件電路設計

2.2.1 電壓基準模塊

無(wú)論是模數轉換器或數模轉換器，想要實(shí)現高性能，都需要一個(gè)高穩定性的基準電壓。LM399 保證5×10-7/℃的極低溫漂系數，同時(shí)具有20 μV_RMS 最大噪聲，滿(mǎn)足系統對基準的要求，其硬件電路圖如圖4 所示。

圖4 電壓基準模塊

LM399 為固定6.95 V 并聯(lián)基準，不在A(yíng)D5791 和CS5532 所容許的基準電壓范圍內，需要配合低溫漂電阻和儀用放大器AD8675 調節電壓，以達到模數轉換器和數模轉換器基準范圍。

2.2.2 數模轉換器模塊

數模轉換器（DAC）的精度決定了輸出系統的精度和調節能力，本文選擇ADI 的AD5791 作為DAC，該DAC 具有20 bit 分辨率，1 μs 建立時(shí)間，滿(mǎn)足大部分科研項目要求，且支持雙極性輸出，應用更加廣泛，其硬件電路如圖5 所示。

圖5 數模轉換器電路

AD5791 是一款高精度、快速建立、單通道電壓輸出DAC，分辨率可達10-6，此類(lèi)DAC 對基準和電源要求較高，內部無(wú)緩沖，所以在硬件設計中加入了外部緩沖電路，保證電壓控制型號的穩定和精準。

2.2.3 誤差放大電路

電流源在輸出時(shí)，輸出信號會(huì )隨著(zhù)環(huán)境的變化產(chǎn)生波動(dòng)，為了保持輸出的穩定，就需要設計電路在輸出信號波動(dòng)的時(shí)候可以自動(dòng)調整控制型號，保證輸出的穩定性。本設計使用誤差放大電路解決這個(gè)問(wèn)題，硬件設計如圖6 所示。

圖6 誤差放大電路

解決波動(dòng)可以使用數字或模擬兩種方式解決，數字電路反應速度嚴重依賴(lài)于硬件處理速度，且電路復雜，模擬電路反應迅速且電路簡(jiǎn)單，對于本系統環(huán)境，使用模擬電路解決更為適合。

誤差放大電路的作用是通過(guò)比較取樣電壓，亦稱(chēng)反饋電壓與基準電壓之間的誤差值來(lái)產(chǎn)生誤差電壓，進(jìn)而調節晶體管的壓降，使輸出電壓維持不變，在基準電壓穩定的前提下，誤差放大器是影響線(xiàn)性穩壓器性能的關(guān)鍵因素。

差分輸入式放大器的簡(jiǎn)化電路如圖7所示。

圖7 誤差放大器簡(jiǎn)圖

當電源電壓U_CC和芯片溫度保持恒定時(shí)，由誤差放大器輸出的誤差電壓為：

式中：A_VO為放大器的開(kāi)環(huán)增益；β 為反饋系數，由上式解出：

當A_VO接近于無(wú)窮大時(shí)：

在U_REF和A_VO保持不變的情況下，誤差電壓Ur 的溫漂通常為±（5.0 ～ 15）μV/℃，這會(huì )導致Ur 成比例的變化，解決方法是使誤差放大器的輸入晶體盡可能匹配，并使反饋系數β = 1，此外，當電源電壓U_CC變化時(shí)，Ur 也隨之改變，利用A_VO、電源抑制比（PSRR）和共模抑制比（CMRR）都很高的放大器能減少這種影響。AD8675 具有極低電壓噪聲、軌到軌輸出擺幅和低輸入偏置電流的優(yōu)點(diǎn)，且電源抑制比和共模抑制比都可以達到130 dB 以上，符合系統設計要求。

2.2.4 數據采集模塊

數據采集模塊實(shí)現了輸出信號的采樣功能，是保證系統性能主要的模塊，其硬件設計電路如圖8 所示。

圖8 信號調理電路

圖9 模數轉換電路

模數轉換器采用CS5532，它采用電荷平衡技術(shù)，有24 位性能，對科研醫療應用中測量低電平單極或雙極信號進(jìn)行了優(yōu)化，同時(shí)包含超低噪、斬波穩定式測量放大器、數字濾波器和四階Delta Sigma 調制器，具有出色的性能和穩定性，足以應對本系統設計要求。

CS5532 的基準電壓同樣由LM399 經(jīng)運放調理得出，與AD5791 使用同一基準源，統一基準性能的同時(shí)，這種設計方式可以在系統遇到異常情況時(shí)輸出控制和輸入采樣所遭遇的偏差一致，增強系統的穩定性。

2.3 軟件控制部分

數字控制器采用意法半導體的高性能MCU STM32F407VE，該MCU 具有高達168 MHz 的主頻和192 kB內部RAM 空間，包含3 個(gè)硬件SPI 模塊，用于與模數轉換器和數模轉換器的通信和控制，同時(shí)該MCU 支持DSP 指令，使數據處理的性能大大增加，系統反饋速度更快、更及時(shí)。

軟件控制部分設計框圖如圖10 所示。

圖10 軟件設計框圖

系統上電開(kāi)始，軟件首先進(jìn)行硬件的初始化工作，并配置系統硬件到安全狀態(tài)，配置完成后，啟動(dòng)用戶(hù)界面，等待用戶(hù)操作。系統在輸出狀態(tài)會(huì )先輸出一個(gè)接近設定值的初始輸出值，由于輸出的是電流信號，實(shí)際輸出信號會(huì )隨著(zhù)負載的變化而變化，軟件不斷通過(guò)數據采集系統回讀輸出值，這些數據經(jīng)過(guò)計算得出調節值。計算選擇PID 算法，PID 算法是動(dòng)態(tài)控制過(guò)程比較常用的算法，經(jīng)過(guò)調教，算法能夠在動(dòng)態(tài)過(guò)程中快速、平穩、準確地得到良好的效果。使用算法得出的調節值能夠再控制信號輸出系統調整輸出信號，保證輸出信號的穩定性和高精度。

2.4 電流源高精度的實(shí)現

2.4.1 控制電壓

控制電壓由AD5791 經(jīng)過(guò)外部緩沖電路輸出初始信號，基于A(yíng)D5791 和LM399 基準電壓的性能保證信號的穩定性，LM399 基準電壓經(jīng)過(guò)AD8675 運放搭建的調節電路輸出10 V 基準電壓，AD5791 可輸出（0 ～ 10）V的控制電壓。AD5791 的零點(diǎn)誤差可以通過(guò)數字輸入補償，不會(huì )引起輸出誤差。

誤差放大電路由AD8675 儀用放大器搭建，該運放噪聲極低，偏置很小，并可通過(guò)AD5791 補償部分中和，這部分誤差不會(huì )影響系統指標。

2.4.2 輸出采樣系統

系統輸出電流信號高達300 A，無(wú)法直接使用采樣電阻采樣，本文使用磁通門(mén)傳感器技術(shù)將輸出信號進(jìn)行1:1 000 變比，轉化為小電流信號，磁通門(mén)傳感器相較于霍爾傳感器，精度更高、抗干擾能力更強的優(yōu)點(diǎn)，系統采用的磁通門(mén)傳感器精度可達10-6/℃。

采樣電阻是采樣電路重要的一環(huán)，本文采用Vishay公司的VPR221t 系列電阻作為采樣電阻，電阻具有2×10-6/℃溫漂，且工作溫度范圍為（-55 ～ 150）℃，具有極高的穩定性。

當電流信號經(jīng)過(guò)采樣電阻轉化為電壓信號之后，進(jìn)入調理電路，調理到合適的電壓范圍，即可使用模數轉換器進(jìn)行數據采集。CS5532 具有24 bit 分辨率，采樣誤差在10-6 內，保證系統性能。

3   實(shí)驗結果

使用FLUKE 公司的8 位半數字表8508A 和精度為10-6 的電流傳感器對系統性能進(jìn)行測試，測試結果如圖11 所示。

圖11 測試結果

通過(guò)實(shí)驗驗證，高穩定性大電流信號源系統在較大的輸出范圍下能保證高精度和高穩定性，可以為工作人員設計系統、測試電路提供更多便利，目前已應用在計量校準工作中。

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（本文來(lái)源于《電子產(chǎn)品世界》雜志社2021年11月期）