利用采樣保持放大器和RF ADC從根本上擴展帶寬以突破X波段頻率

摘要

模擬帶寬的重要性高于其他一切在越來(lái)越多的應用中得到體現。隨著(zhù)GSPS或RF ADC的出現，奈奎斯特域在短短幾年內增長(cháng)了10倍，達到多GHz范圍。這幫助上述應用進(jìn)一步拓寬了視野，但為了達到X波段（12 GHz頻率），仍然需要更多帶寬。在信號鏈中運用采樣保持放大器(THA)，可以從根本上擴展帶寬，使其遠遠超出ADC采樣帶寬，滿(mǎn)足苛刻高帶寬的應用的需求。本文將證明，針對RF市場(chǎng)開(kāi)發(fā)的最新轉換器前增加一個(gè)THA，便可實(shí)現超過(guò)10 GHz帶寬。

簡(jiǎn)介

GSPS轉換器是當下熱門(mén)，其優(yōu)勢在于既能縮短RF信號鏈，又能在FPGA中創(chuàng )建更多資源結構以供使用，例如：減少前端的下變頻以及后級的數字下變頻器(DDC)。但相當多的應用仍然需要高頻率的原始模擬帶寬(BW)，其遠遠超出了RF轉換器所能實(shí)現的水平。在此類(lèi)應用中，特別是在國防與儀器儀表行業(yè)（無(wú)線(xiàn)基礎設施也一樣），仍然有將帶寬完全擴展到10 GHz或以上的需求，覆蓋范圍超出C波段，越來(lái)越多的應用需要覆蓋到X波段。隨著(zhù)高速ADC技術(shù)的進(jìn)步，人們對GHz區域內高速精確地分辨超高中頻(IF)的需求也在提高，基帶奈奎斯特域已超過(guò)1 GHz并迅速攀升。這一說(shuō)法到本文發(fā)表的時(shí)候可能即已過(guò)時(shí)，因為這方面的發(fā)展非常迅猛。

這帶來(lái)了兩大挑戰：一個(gè)是轉換器設計本身，另一個(gè)是將信號耦合到轉換器的前端設計，例如放大器、巴倫和PCB設計。轉換器性能越出色，就對前端信號質(zhì)量要求更高。越來(lái)越多的應用要求使用分辨率在8到14位的高速GSPS轉換器，然而前端的信號質(zhì)量成為了瓶頸-系統的短板決定了整個(gè)項目的指標。

本文定義的寬帶是指使用大于數百MHz的信號帶寬，其頻率范圍為DC附近至5 GHz-10 GHz區域。本文將討論寬帶THA或有源采樣網(wǎng)絡(luò )的使用，目的是實(shí)現直至無(wú)窮大的帶寬（抱歉，現在還沒(méi)有玩具總動(dòng)員表情符號可用），并著(zhù)重介紹其背景理論，該理論支持擴展RF ADC的帶寬，而RF ADC單憑自身可能沒(méi)有此能力。最后，本文將說(shuō)明一些考慮因素和優(yōu)化技術(shù)，以幫助設計人員實(shí)現超寬帶應用切實(shí)可行的寬帶解決方案。

打好基礎

對于雷達、儀器儀表和通信應用，高GSPS轉換器應用得非常廣泛，因為它能提供更寬的頻譜以擴展系統頻率范圍。然而，更寬的頻譜對ADC本身的內部采樣保持器提出了更多挑戰，因為它通常未針對超寬帶操作進(jìn)行優(yōu)化，而且ADC一般帶寬有限，在這些更高模擬帶寬區域中其高頻線(xiàn)性度/SFDR會(huì )下降。

因此，在A(yíng)DC前面使用單獨的THA來(lái)拓展模擬帶寬成為了一個(gè)理想的解決方案，如此便可在某一精確時(shí)刻對頻率非常高的模擬/RF輸入信號進(jìn)行采樣。該過(guò)程通過(guò)一個(gè)低抖動(dòng)采樣器實(shí)現信號采樣，并在更寬帶寬范圍內降低了ADC的動(dòng)態(tài)線(xiàn)性度要求，因為采樣率RF模數轉換過(guò)程中保持不變。

這種方案帶來(lái)的好處顯而易見(jiàn)：模擬輸入帶寬從根本上得以擴展，高頻線(xiàn)性度顯著(zhù)改善，并且與單獨的RF ADC性能相比，THA-ADC組件的高頻SNR得到改進(jìn)。

THA特性及概述

ADI的THA系列產(chǎn)品可以在18 GHz帶寬范圍內提供精密信號采樣，在DC至超過(guò)10 GHz的輸入頻率范圍內具有9到10位線(xiàn)性度、1.05 mV噪聲和<70 fs的隨機孔徑抖動(dòng)性能。該器件可以4 GSPS工作，動(dòng)態(tài)范圍損失極小，具體型號包括 HMC661 和 HMC1061 。這些跟蹤保持放大器可用于擴展高速模數轉換和信號采集系統的帶寬和/或高頻線(xiàn)性度。

以單級THA HMC661為例，產(chǎn)生的輸出由兩段組成。在輸出波形（正差分時(shí)鐘電壓）的采樣模式間隔中，器件成為一個(gè)單位增益放大器，在輸入帶寬和輸出放大器帶寬的約束下，它將輸入信號復制到輸出級。在正時(shí)鐘到負時(shí)鐘躍遷時(shí)，器件以非常窄的采樣時(shí)間孔徑對輸入信號采樣，并且在負時(shí)鐘間隔內，將輸出保持在一個(gè)相對恒定的代表采樣時(shí)刻信號的值。配合ADC進(jìn)行前端采樣時(shí)，常常優(yōu)先使用單級器件（ADI 同時(shí)法布里了兩級THA 的型號HMC1061），原因是多數高速ADC已經(jīng)在內部集成一個(gè)THA，其帶寬通常要小得多。因此，在A(yíng)DC之前增加一個(gè)THA便構成一個(gè)復合雙級組件（或一個(gè)三級組件，如果使用的是雙級HMC1061），THA在轉換器前面。采用同等技術(shù)和設計時(shí)，單級器件的線(xiàn)性度和噪聲性能通常優(yōu)于雙級器件，原因是單級器件的級數更少。所以，單級器件常常是配合高速ADC進(jìn)行前端采樣的最佳選擇。

延遲映射THA和ADC

開(kāi)發(fā)采樣保持器和ADC信號鏈的最困難任務(wù)之一，是在THA捕獲采樣事件的時(shí)刻與應將其移到ADC上以對該事件重新采樣的時(shí)刻之間設置適當的時(shí)序延遲。設置兩個(gè)高效采樣系統之間的理想時(shí)間差的過(guò)程被稱(chēng)為延遲映射。

圖1 采樣保持拓撲結構：(1a)單列，(1b)雙列。

圖2 延遲映射電路。

在電路板上完成該過(guò)程可能冗長(cháng)乏味，因為紙面分析可能不會(huì )考慮PCB板上時(shí)鐘走線(xiàn)傳播間隔造成的相應延遲，內部器件組延遲，ADC孔徑延遲，以及將時(shí)鐘分為兩個(gè)不同段所涉及到的相關(guān)電路（一條時(shí)鐘走線(xiàn)用于THA，另一條時(shí)鐘走線(xiàn)用于A(yíng)DC）。設置THA和ADC之間延遲的一種方法是使用可變延遲線(xiàn)。這些器件可以是有源或無(wú)源的，目的是正確對準THA采樣過(guò)程的時(shí)間并將其交給ADC進(jìn)行采樣。這保證了ADC對THA輸出波形的穩定保持模式部分進(jìn)行采樣，從而準確表示輸入信號。

如圖2所示，HMC856可用來(lái)啟動(dòng)該延遲。它是一款5位QFN封裝，90 ps的固有延遲，步進(jìn)為3 ps或25ps ，32位的高速延時(shí)器。它的缺點(diǎn)是要設定/遍歷每個(gè)延遲設置。要使能新的延遲設置，HMC856上的每個(gè)位/引腳都需要拉至負電壓。因此，通過(guò)焊接下拉電阻在32種組合中找到最佳延遲設置會(huì )是一項繁瑣的任務(wù)，為了解決這個(gè)問(wèn)題，ADI使用串行控制的SPST開(kāi)關(guān)和板外微處理器來(lái)幫助更快完成延遲設置過(guò)程。

為了獲得最佳延遲設置，將一個(gè)信號施加于THA和ADC組合，該信號應在A(yíng)DC帶寬范圍之外。本例中，我們選擇一個(gè)約10 GHz的信號，并施加-6 dBFS的電平（在FFT顯示屏上捕獲）。延遲設置現在以二進(jìn)制步進(jìn)方式掃描，信號的電平和頻率保持恒定。在掃描過(guò)程中顯示并捕獲FFT，收集每個(gè)延遲設置對應的基波功率和無(wú)雜散動(dòng)態(tài)范圍(SFDR)數值。

結果如圖3a所示，基波功率、SFDR和SNR將隨所應用的每個(gè)設置而變化。如圖所示，當把采樣位置放在更好的地方（THA將樣本送至ADC的過(guò)程之中）時(shí)，基波功率將處于最高水平，而SFDR應處于最佳性能（即最低）。圖3b為延遲映射掃描的放大視圖，延遲設定點(diǎn)為671，即延遲應該保持固定于此窗口/位置。請記住，延遲映射程序僅對系統的相關(guān)采樣頻率有效，如果設計需要不同的采樣時(shí)鐘，則需要重新掃描。本例中，采樣頻率為4 GHz，這是該信號鏈中使用的THA器件的最高采樣頻率。

圖3a 每個(gè)延遲設置上信號幅度和SFDR性能的映射結果。

圖3b 每個(gè)延遲設置上信號幅度和SFDR性能的映射結果（放大）。

針對大量原始模擬帶寬的前端設計

首先，如果應用的關(guān)鍵目標是處理10 GHz的帶寬，我們顯然應考慮RF方式。請注意，ADC仍然是電壓型器件，不會(huì )考慮功率。這種情況下，“匹配”這個(gè)詞應該謹慎使用。我們發(fā)現，讓一個(gè)轉換器前端在每個(gè)頻率都與100 MSPS轉換器匹配幾乎是不可能的；高頻率帶寬的RF ADC不會(huì )有太大的不同，但挑戰依舊。術(shù)語(yǔ)“匹配”應表示在前端設計中能產(chǎn)生最佳結果的優(yōu)化。這是一個(gè)無(wú)所不包的術(shù)語(yǔ)，其中，輸入阻抗、交流性能(SNR/SFDR)、信號驅動(dòng)強度或輸入驅動(dòng)、帶寬以及通帶平坦度，這些指標都能產(chǎn)生該特定應用的最佳結果。

最終，這些參數共同定義了系統應用的匹配性能。開(kāi)始寬帶前端設計時(shí)，布局可能是關(guān)鍵，同時(shí)應當最大限度地減少器件數量，以降低兩個(gè)相鄰IC之間的損耗。為了達到最佳性能，這兩方面均非常重要。將模擬輸入網(wǎng)絡(luò )連接在一起時(shí)務(wù)必小心。走線(xiàn)長(cháng)度以及匹配是最重要的，還應盡量減少過(guò)孔數量，如圖4所示。

圖4 THA和ADC布局。

圖5 THA和ADC前端網(wǎng)絡(luò )及信號鏈。

信號通過(guò)差分模式連接到THA輸入（我們同時(shí)是也提供單端射頻信號輸入的參考設計鏈路），形成單一前端網(wǎng)絡(luò )。為了最大限度地減少過(guò)孔數量和總長(cháng)度，我們在這里特別小心，讓過(guò)孔不經(jīng)過(guò)這兩條模擬輸入路徑，并且幫助抵消走線(xiàn)連接中的任何線(xiàn)腳。

最終的設計相當簡(jiǎn)單，只需要注意幾點(diǎn)，如圖5所示。所使用的0.01 μF電容是寬帶類(lèi)型，有助于在較寬頻率范圍內保持阻抗平坦。典型的成品型0.1 μF電容無(wú)法提供平坦的阻抗響應，通常會(huì )在通帶平坦度響應中引起較多紋波。THA輸出端和ADC輸入端的5Ω和10Ω串聯(lián)電阻，有助于減少THA輸出的峰化，并最大限度地降低ADC自身內部采樣電容網(wǎng)絡(luò )的殘余電荷注入造成的失真。然而，這些值需要謹慎地選擇，否則會(huì )增加信號衰減并迫使THA提高驅動(dòng)強度，或者設計可能無(wú)法利用ADC的全部量程。

最后討論差分分流端接。當將兩個(gè)或更多轉換器連接在一起時(shí)，這點(diǎn)至關(guān)重要。通常，輕型負載（例如輸入端有1 kΩ負載）有助于保持線(xiàn)性并牽制混響頻率。分流器的120 Ω分流負載也有此作用，但會(huì )產(chǎn)生更多實(shí)際負載，本例中為50 Ω，這正是THA希望看到并進(jìn)行優(yōu)化的負載。

現在看結果！檢查圖6中的信噪比或SNR，可以看出在15 GHz范圍上可以實(shí)現8位的ENOB（有效位數）。這是相當不錯的，想想對于相同性能的13 GHz示波器，您可能支付了12萬(wàn)美元。當頻率向L、S、C和X波段移動(dòng)時(shí)，集成帶寬（即噪聲）和抖動(dòng)限制開(kāi)始變得顯著(zhù)，因此我們看到性能出現滾降。

還應注意，為了保持THA和ADC之間的電平恒定，ADC的滿(mǎn)量程輸入通過(guò)SPI寄存器內部更改為1.0 V p-p。這有助于將THA保持在線(xiàn)性區域內，因為其最大輸出為1.0 V p-p差分。

圖6  6 dBFS時(shí)的SNRFS/SFDR性能結果。

同時(shí)顯示了線(xiàn)性度結果或SFRD。這里，到8 GHz為止的線(xiàn)性度超過(guò)50 dBc，到10 GHz為止的線(xiàn)性度超過(guò)40 dBc。為在如此寬的頻率范圍上達到最佳線(xiàn)性度，此處的設計利用AD9689模擬輸入緩沖電流設置特性進(jìn)行了優(yōu)化（通過(guò)SPI控制寄存器）。

圖7顯示了通帶平坦度，證明在RF ADC之前增加一個(gè)THA可以實(shí)現10 GHz的帶寬，從而充分擴展AD9689的模擬帶寬。

圖7 THA和ADC網(wǎng)絡(luò )及信號鏈——帶寬結果。

結語(yǔ)

對于那些需要在多GHz模擬帶寬上實(shí)現最佳性能的應用，THA幾乎是必不可少的，至少目前是如此！RF ADC正在迅速趕上。很容易明白，在對較寬帶寬進(jìn)行采樣以覆蓋多個(gè)目標頻帶時(shí)，GSPS轉換器在理論上具有易用性?xún)?yōu)勢，可以消除前端RF帶上的一個(gè)或多個(gè)向下混頻級。但是，實(shí)現更高范圍的帶寬可能會(huì )帶來(lái)設計挑戰和維護問(wèn)題。

在系統中使用THA時(shí)，應確保采樣點(diǎn)的位置在THA和ADC之間進(jìn)行了優(yōu)化。使用本文所述的延遲映射程序將產(chǎn)生總體上最佳的性能結果。了解程序是乏味的，但是非常重要。最后應記住，匹配前端實(shí)際上意味在應用的給定一組性能需求下實(shí)現最佳性能。在X波段頻率進(jìn)行采樣時(shí)，樂(lè )高式方法（簡(jiǎn)單地將50 Ω阻抗模塊連接在一起）可能不是最好的方法。

參考文獻

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致謝

作者要感謝HMC661和HMC1061 THA的設計者M(jìn)ike Hoskins提供背景知識，以及Chas Frick和John Jefferson在實(shí)驗室中編寫(xiě)和運行大部分數據。

Rob Reeder

該作者的其他文章：

終結高速轉換器帶寬術(shù)語(yǔ)

第51卷，第4期

Rob Reeder [rob.reeder@analog.com]是ADI公司高速轉換器和射頻應用集團（位于美國北卡羅來(lái)納州格林斯博羅）的資深系統應用工程師。他發(fā)表了大量有關(guān)各種應用的轉換器接口、轉換器測試和模擬信號鏈設計的文章。Rob曾在航空航天和防務(wù)部擔任應用工程師5年之久，專(zhuān)注于雷達、EW和儀器儀表等各種應用領(lǐng)域。此前，他還曾在高速轉換器產(chǎn)品線(xiàn)工作9年時(shí)間。在此之前，Rob還從事過(guò)測試開(kāi)發(fā)和模擬設計工作（效力于A(yíng)DI多芯片產(chǎn)品集團），擁有5年的太空、防務(wù)和高度可靠的應用模擬信號鏈模塊設計經(jīng)驗。Rob于1996年和1998年分別獲得北伊利諾斯州大學(xué)（伊利諾斯迪卡爾布市）的電子工程學(xué)士(BSEE)學(xué)位和電子工程碩士(MSEE)學(xué)位。Rob晚上不寫(xiě)文章或不在實(shí)驗室研究電路時(shí)，他喜歡在健身房活動(dòng)，聽(tīng)電子音樂(lè )，用舊木板制作家具，最重要的是和他的兩個(gè)孩子一起放松自己。