V/UHF寬帶大功率低帶內波動(dòng)耦合器的設計

　　盛勝君，劉榮輝，葛 偉（中國電子科技集團公司第三十六研究所，浙江 嘉興 314033）

　　摘?要：在射頻寬帶發(fā)射機系統中，需要對輸出功率進(jìn)行實(shí)時(shí)檢測。當工作帶寬較寬時(shí)，耦合輸出的帶內波動(dòng)較大，會(huì )影響檢測精度，嚴重時(shí)會(huì )影響發(fā)射機的可靠性。針對這一問(wèn)題，提出了一種基于濾波和陷波原理的寬帶射頻均衡網(wǎng)絡(luò )，對耦合信號進(jìn)行阻抗匹配和傳輸補償，提高耦合輸出信號的帶內平坦度，可有效提高寬帶耦合器的檢測精度。

　　關(guān)鍵詞：帶內波動(dòng)；均衡網(wǎng)絡(luò )；耦合器。

　　0 引 言

　　在射頻寬帶發(fā)射機系統中，定向耦合器是重要的無(wú)源器件 ^[1] ，特別在通信、雷達和電子戰的應用中迅速增長(cháng)，耦合技術(shù)獲得了極大發(fā)展 ^[2] 。耦合信號的帶內平坦度是關(guān)系發(fā)射系統技術(shù)指標的一項重要參數。寬帶工作時(shí),低帶內波動(dòng)可實(shí)現全工作帶寬內對發(fā)射機輸出功率的精準控制。在超短波頻段大功率工作時(shí)，一般均是弱耦合，采用帶狀線(xiàn)耦合或者同軸線(xiàn)耦合；中小功率工作時(shí)，弱耦合一般采用電阻和變壓器組合耦合，強耦合時(shí)會(huì )采用變壓器耦合。

　　在目前寬帶發(fā)射系統控制技術(shù)中，通常采用如圖1所示的方式 ^[3] ，在該系統中耦合器起到重要作用。雙定向耦合器包括兩個(gè)耦合輸出端口，分別是正向耦合端和反向耦合端，當射頻大信號從正向輸入端輸入時(shí)，正向耦合端用于耦合正向輸入端的信號，反向耦合端用于耦合正向輸出端的反射信號 ^[4] 。

　　為了減小耦合器的主線(xiàn)衰減，同時(shí)提高耦合信號的帶內平坦度，有必要深入研究耦合方式和寬帶射頻均衡網(wǎng)絡(luò )。該方法的原理是針對帶狀線(xiàn)短耦合信號的幅頻特性，對耦合信號先進(jìn)行低通濾波，再進(jìn)行陷波，達到傳輸斜率矯正效果，通過(guò)衰減器降低端口反射對耦合信號的影響，實(shí)現了在工作帶寬內提高耦合器帶內平坦度的目的。

　　1 影響耦合帶內平坦度的因素

　　工程實(shí)際使用中發(fā)現，影響耦合帶內平坦度的主要因素有兩個(gè)，一是耦合電路和射頻均衡網(wǎng)絡(luò )自身的傳輸特性，需要尋找合適的耦合電路以達到較好的帶內平坦度；二是方向性偏低引起的有規律的正弦波動(dòng)，方向性越差的耦合器在實(shí)際應用時(shí)耦合端幅度波動(dòng)越大，所以設計和調試時(shí)需要盡量提高耦合器的方向性。

　　假設正向信號耦合到耦合端的信號幅度為A，相位為 θ 0 ， ? 為耦合的反向信號與正向信號的相位差。假設耦合器方向參數為D，反射系數為Γ。

　　則正向耦合度的電平為：

　　假設耦合器方向性為23 dB，即D為10左右，式(1)第2項可以忽略，第3項值較大，而且與Γ和 ? 有關(guān)，造成了檢測值V的不確定性。同理，反向耦合端的電平為：

　　從式(2)可以看到，反向耦合端檢測的信號不能準確表達反向信號的大小，受正向信號以及反向信號的相位差 ? 的影響較大 ^[5] 。

　　圖2是兩種不同方向性耦合器的測試表，圖3是兩種耦合器分別接駐波為2.5的負載時(shí)的正向耦合度。方向性較差（21.9 dB）帶內波動(dòng)為2.6 dB，方向性較好（28.6 dB）帶內波動(dòng)為0.5 dB，降低了2.1 dB?？梢?jiàn)在接大駐波負載情況下，方向性較差的耦合器其正、反向耦合的帶內波動(dòng)較大，通過(guò)提高耦合器的方向性可以提高耦合帶內平坦度 ^[6] 。

　　2 耦合電路的選擇

　　實(shí)際工程應用時(shí)，工作帶寬較寬時(shí)的天線(xiàn)駐波較大，由分析可知，要提高帶內耦合平坦度需要選擇合適的耦合電路和提高耦合方向性入手。

　　在V/UHF頻段，考慮到耦合器的體積大小和實(shí)現方式的簡(jiǎn)易程度，寬帶雙定向耦合器一般采用以下兩種耦合電路，一是電阻和變壓器組合耦合，另一個(gè)是帶狀線(xiàn)耦合。電阻和變壓器耦合雖然電路本身在理論上有一定失配和損耗，但弱耦合時(shí)失配和損耗很小 ^[7] ，而且工作頻帶可以很寬，同時(shí)帶內平坦度好，缺點(diǎn)是主線(xiàn)插損大，一般適合用于中小功率耦合器，另外安裝和調試不方便，當大功率工作時(shí)由于耦合電阻要耗散較大功率，使得耦合器體積較大。

　　帶狀線(xiàn)耦合的原理如圖4所示，其耦合度可以做得較小，相應的插損也較小，適合通過(guò)大功率。電磁波奇模和偶模相速相等與否對耦合的方向性有影響，帶狀線(xiàn)的介質(zhì)均勻，在帶狀線(xiàn)上奇模和偶模相速是相等的。帶狀線(xiàn)耦合在一倍頻程內時(shí)，可采用1/4波長(cháng)單節線(xiàn)進(jìn)行匹配，實(shí)現良好的帶內平坦度，當工作帶寬較寬時(shí)如（20~520）MHz時(shí)，理論上持續增加1/4波長(cháng)的單節線(xiàn)數量可以提高帶內平坦度，但此時(shí)耦合器的尺寸較大并且主線(xiàn)衰減增加，并不適合工程使用。采用遠離耦合線(xiàn)中心頻率的下邊帶耦合進(jìn)行射頻信號的耦合取樣，這種帶狀線(xiàn)耦合方式可以提高耦合的方向性和實(shí)現電路小型化。

　　當耦合器的主線(xiàn)輸入端阻抗匹配時(shí)，帶狀線(xiàn)特性阻抗等于奇模阻抗和偶模阻抗的幾何平均值時(shí)，理論上方向性可以做到無(wú)窮大。當工作頻率遠低于耦合帶線(xiàn)（圖4中長(cháng)度L）的中心頻率時(shí)，其耦合度是工作頻率的函數，工作頻率每上升一倍頻程，耦合度就上升6dB，耦合特性的趨勢如圖10所示，然后外接以每倍頻程6dB下降的射頻補償網(wǎng)絡(luò )與之相匹配，使得輸出的耦合信號大小在整個(gè)工作頻段內一致，帶狀線(xiàn)短耦合的設計思想即基于此理論。

　　3 射頻均衡網(wǎng)絡(luò )

　　在V/UHF頻段如果頻率高端是低端10倍之內時(shí)，射頻均衡網(wǎng)絡(luò )可以采用圖5的電路進(jìn)行耦合信號的補償。圖5是橋T均衡網(wǎng)絡(luò )，選擇合適的器件參數后，通過(guò)該網(wǎng)絡(luò )的射頻信號，在輸出端是以每倍頻程6 dB下降的 ^[8] 。

　　當工作頻率帶寬大于10倍時(shí)，器件的寄生參數對性能指標有影響，耦合帶內波動(dòng)起伏較大，需要尋找更合適的電路對該耦合信號進(jìn)行均衡匹配。

　　圖6所示的寬帶射頻均衡網(wǎng)絡(luò )由三部分組成，虛線(xiàn)左邊是濾波匹配網(wǎng)絡(luò )，虛線(xiàn)中間是陷波匹配網(wǎng)絡(luò )，虛線(xiàn)右邊的衰減器有兩個(gè)作用，一是可降低耦合端口駐波，二是方便輸出耦合度的調試。工作帶寬頻率高低相差可達幾十倍，采用該電路時(shí)，其內部可調器件較多，電感和電容的寄生參數對性能指標影響不大。

　　4 設計與仿真

　　圖7耦合器電路由圖4帶狀線(xiàn)耦合電路和圖6射頻均衡網(wǎng)絡(luò )電路這兩部分組成。

　　帶狀線(xiàn)耦合的主線(xiàn)衰減如圖8所示，可知插入損耗較低。主線(xiàn)端口反射如圖9所示，可見(jiàn)端口阻抗匹配度好。均衡前正向耦合度如圖10所示，由圖中可以看出其工作頻率2f ₀ 處的耦合度比f(wàn) ₀ 處的耦合度高6 dB，即耦合度以每倍頻程6 dB上升。經(jīng)過(guò)射頻均衡網(wǎng)絡(luò )后正向耦合度如圖11所示，可知其耦合帶內平坦度≤±0.1 dB，方向性如圖12所示。

　　在耦合器制作過(guò)程中，要特別注意均衡網(wǎng)絡(luò )中電感的寄生電容和電容的寄生電感這兩項參數對均衡網(wǎng)絡(luò )傳輸系數有影響，最終反映在對耦合平坦度的影響。使用該技術(shù)設計的大功率耦合器的輸出耦合度較?。?57 dB），空間屏蔽是否進(jìn)行了優(yōu)化設計對方向性影響較大，要特別注意耦合器主線(xiàn)上的射頻大信號通過(guò)空間輻射感應到耦合輸出端上。

　　5 結論

　　對兩種射頻均衡網(wǎng)絡(luò )電路進(jìn)行了優(yōu)劣分析，為了達到較好的工作帶寬和優(yōu)秀的耦合帶內平坦度，均衡網(wǎng)絡(luò )引入的額外插損大小以及工程實(shí)現的復雜度是判斷該電路優(yōu)劣與否的主要評價(jià)因素。通過(guò)濾波、陷波和衰減三者組合的處理方法實(shí)現對耦合帶內平坦度的優(yōu)化，其優(yōu)化程度與濾波電路和陷波電路的階數和復雜度均有關(guān)，其中電路中的電感和電容對耦合帶內平坦度的貢獻大于電阻。選擇合適的RLC參數值可有效提高帶內平坦度指標。下一步研究方向是電路中無(wú)源器件階數對帶內平坦度的影響分析，同時(shí)尋找更易于調試的電路拓撲，優(yōu)化濾波網(wǎng)絡(luò )和陷波網(wǎng)絡(luò )中電感和電容參數以便于調試。

　　參考文獻

　　[1] 鄭新，趙玉潔，劉永寧，等.微波固態(tài)電路分析與設計[M].北京：電子工業(yè)出版社，2006，11-12.

　　[2] 方舜宇，朱守正.一種新型微波大功率雙定性耦合器的設計[J].真空電子技術(shù)，2013，(05)：37-40.

　　[3] 王卓.微波固態(tài)功率系統控保電路的研究與設計[J].現代電子技術(shù)，2006，225(10)：111-112.

　　[4] 王斌，趙偉剛.發(fā)射機駐波保護電路設計[J].電子信息對抗技術(shù)，2008，23(1):62-64.

　　[5] 藍永海，趙柱平，曹海峰.一種避免異常信號源損壞射頻功率放大器的保護方法[J].通信對抗，2013,32(1)：25-27，31.

　　[6] 盛勝君，王姜鉑. 一種基于正交處理提高耦合器方向性的方法[J].無(wú)線(xiàn)電工程，2017，(05)：95-97.

　　[7] 張紀綱.射頻鐵氧體寬帶器件[M].北京：科學(xué)出版社，1986，361-363.

　　[8] 盛勝君. 100~500MHz大功率雙定向耦合器的設計[C]//.中國電子協(xié)會(huì )電子對抗分會(huì )第13屆學(xué)術(shù)年會(huì )論文集，2003，596-604.

　　作者簡(jiǎn)介：盛勝君 男，(1974-),本科，高級工程師。主要研究方向：射頻功率放大技術(shù)。

　　劉榮輝 男，(1979-),本科，高級工程師。主要研究方向：射頻功率放大技術(shù)。

　　葛 偉 男，(1983-),本科，高級工程師。主要研究方向：大功率射頻濾波及開(kāi)關(guān)技術(shù)。

　　本文來(lái)源于科技期刊《電子產(chǎn)品世界》2019年第11期第50頁(yè)，歡迎您寫(xiě)論文時(shí)引用，并注明出處。