現代電力電子技術(shù)在高頻二次開(kāi)關(guān)電源中的應用

作者/陳松伯，張晉(湖南工業(yè)大學(xué)，湖南 株洲412000)

　　摘要：高頻開(kāi)關(guān)電源是一種能量轉換器，其功率器件主要工作在開(kāi)關(guān)狀態(tài)而非放大狀態(tài)，整體具有頻率高、體積小、功耗低的特點(diǎn)。其中，DC/DC變換可充當二次電源，將恒定的直流電壓變換成可調的直流電壓，在DC/DC變換中，Buck斬波電路是直流斬波電路中最常用、最簡(jiǎn)單的電路拓撲。由于在經(jīng)典的Buck斬波電路中只要電子元器件的參數稍有變化，系統即會(huì )發(fā)生振蕩現象;另外，系統的穿越頻率設計的過(guò)低，將會(huì )導致系統的響應速度很慢，本文借助PID補償網(wǎng)絡(luò )對其進(jìn)行調節校正以減小系統的穩態(tài)誤差，借助MATLAB進(jìn)行幅頻域分析，使新系統補償網(wǎng)絡(luò )能夠很好的實(shí)現靜態(tài)與動(dòng)態(tài)穩定。并通過(guò)Saber仿真軟件進(jìn)行了總體閉環(huán)控制的仿真，實(shí)現對原系統的改進(jìn)工作，并將最終設計好的開(kāi)關(guān)電源實(shí)物平臺進(jìn)行驗證達到了預期調壓減噪的作用。

　　關(guān)鍵詞：直流斬波技術(shù);開(kāi)關(guān)電源;Buck電路;PID調節;saber仿真

　　0 引言

　　現階段，電力電子技術(shù)得到迅速發(fā)展，電力電子設備與人們的生活也隨之變得日益密切，開(kāi)關(guān)電源技術(shù)在此更是處于核心地位 ^[1-6]。較線(xiàn)性電源相比，其工作在開(kāi)關(guān)狀態(tài)而非放大狀態(tài)，可以有效地降低開(kāi)關(guān)損耗問(wèn)題;較相控電源相比不受功率因數影響，利用PWM技術(shù)來(lái)控制IGBT的導通時(shí)間占空比來(lái)達到穩壓作用^[7-8]。 DC/DC變換器包括輸入電路、功率變換電路、輸出電路、控制電路組成，既可以調節輸出電壓，還可以有效地抑制電網(wǎng)側諧波電流噪聲。

　　通常將直流斬波(DC/DC)變換器作為二次電源，對其功率密度要求甚高。為了解決傳統開(kāi)關(guān)電源的不穩定性問(wèn)題，現以Buck電路為研究對象，將其設計方案、拓撲結構進(jìn)行優(yōu)化，從而提高其穩定性和抗干擾性能，進(jìn)而提高開(kāi)關(guān)電源的可靠性。Buck降壓變換器作為開(kāi)關(guān)電源基本拓撲結構中最簡(jiǎn)單的一種，能對輸入電壓進(jìn)行降壓變換，即輸出電壓低于輸入電壓，由于其具有優(yōu)越的變壓功能，因此可以用于需要直接降壓的場(chǎng)合^[9]。本文將在已有的Buck電路進(jìn)行參數改進(jìn)，對濾波電感和濾波電容重新設計，并加入PID調節網(wǎng)絡(luò )，通過(guò)saber軟件對系統進(jìn)行仿真驗證，最終實(shí)現提高系統響應速度和降低穩態(tài)誤差的作用。

　　1 Buck電路器件的選型和設計

　　1.1 濾波電感的設計

　　盡管Buck降壓拓撲電路結構可在不連續模式下工作，但是一些帶Buck型輸出濾波器的拓撲卻會(huì )在不連續的模式下出現故障^[10]，因此，對此類(lèi)輸出濾波器的拓撲，電感的選擇應該保證系統輸出最小規定電流(通常為額定電流的1/10)時(shí)，電感電流也要保持連續，直流電流等于電感電流斜坡峰值一半時(shí)對應臨界連續，主電路拓撲如圖1所示。

　　圖1中的電感可表示為

　　式中：V_dcn和I_on分別是額定輸入電壓和額定輸出電流;dI為斜坡幅值V_dcn=12 V; V_o=3 V; I_o=3 A;T=10-5 s。將其代入式(2)求得L=40 mH。

　　1.2 濾波電容的設計

　　濾波電容的選擇必須滿(mǎn)足輸出紋波的技術(shù)要求，實(shí)際所用電容并不必須是理想電容，它可以等效為電阻R和電感L的串聯(lián)，頻率在300 kHz~500 kHz范圍以下時(shí)電感L值可以忽略(當前設計為100 kHz)不計，這時(shí)輸出紋波僅由電阻R和電容C的值決定：

　　2 Buck電路器件的選型和設計

　　2.1 原始系統的頻率特性

　　(1)設計電壓采樣網(wǎng)絡(luò )。在設計IGBT開(kāi)關(guān)調節系統時(shí)，為了更好的消除穩態(tài)誤差es，需在系統的低頻段(尤其在直流頻率點(diǎn)處)，確保開(kāi)環(huán)傳遞函數的幅值遠遠大于1，即此時(shí)的直流頻率點(diǎn)系統為深度負反饋系統。對于深度負反饋系統，參考電壓Vref與輸出電壓Vo之比是電壓采樣網(wǎng)絡(luò )的傳遞函數，即

　　(2)繪制原始系統的Bode圖。此時(shí)電路工作于電流連續模式(CCM)，若忽略電容等效串聯(lián)電阻(ESR)的影響，對小信號模型進(jìn)行分析，可得到Buck斬波電路變換器的傳遞函數為：

　　其中，交流小信號的電路模型參數計算如下：

　　其中，，交流小信號模型下的 Buck變換器傳遞函數為：

　　3)繪制系統開(kāi)環(huán)傳遞函數的波特圖。由系統的開(kāi)環(huán)特性可得開(kāi)環(huán)傳遞函數：

　　反向放大器引起了一個(gè)-180°固定的相移，這樣就構成了一個(gè)原始系統，其開(kāi)環(huán)傳遞函數：

　　根據式(12)、(13)可以繪制開(kāi)環(huán)傳遞函數的幅頻和相頻特性，如圖2所示。

　　由圖2可知，當穿越頻率為fc=1.99 kHz時(shí)，相位裕度為jM=6°?？梢耘袛啻藭r(shí)的系統是穩定的，但是如果改變系統中的參數，此時(shí)系統可能會(huì )波動(dòng)而變得不穩定，另外，穿越頻率(為1.99 kHz)太低時(shí)，系統的響應速度會(huì )變得很慢?？傊?，只使用一個(gè)高增益的反向放大器作為控制器，不能使對象的控制達到穩、準、快的要求。因此，該經(jīng)典電路需進(jìn)一步改進(jìn)。

　　2.2 補償網(wǎng)絡(luò )的設計

　　將圖2中的穿越頻率fc=1.99 kHz，相角裕度6°進(jìn)行改進(jìn)，在遠遠小于穿越頻率fc處，給予PD補償網(wǎng)絡(luò )加入零點(diǎn)fz，此時(shí)的開(kāi)環(huán)傳函超前位移就會(huì )變得足夠大，以確保原系統有充足的相位裕度。但是，增加零點(diǎn)fz又帶來(lái)了新的問(wèn)題：例如，如果高頻段增益降低，會(huì )使系統的原有斜率從-40 dB/dec上升到-20 dB/dec;可能使相位裕度達到90°,過(guò)大的相位裕度會(huì )對其他動(dòng)態(tài)性能不利。此時(shí)可在系統大于零點(diǎn)頻率附近再引入一個(gè)極點(diǎn)，即使用PD補償網(wǎng)絡(luò )來(lái)解決以上產(chǎn)生的相角裕度問(wèn)題。

　　PD補償網(wǎng)絡(luò )的電路拓撲結構如圖3所示。

　　PD補償網(wǎng)絡(luò )的傳遞函數為：

　　為了提高系統的穿越頻率f_c，需要將加入補償網(wǎng)絡(luò )后的開(kāi)環(huán)傳遞函數穿越頻率f_c變成原開(kāi)關(guān)頻率f_s的1/20，即：。

　　在原系統5 kHz處，幅頻特性的幅值為：

　　經(jīng)過(guò)以上調節使系統在fc=5 kHz穿越頻率處，。設此時(shí)的相位裕量，則PD補償網(wǎng)絡(luò )的零、極點(diǎn)頻率計算公式為：

　　根據式(19)中的傳遞函數，利用MATLAB繪出系統的超前補償網(wǎng)絡(luò )傳遞函數的波特圖如圖4所示。

　　由圖4可以看出，當穿越頻率為fc=5.1 kHz，相角裕度為時(shí)，穿越頻率符合約定的頻率范圍內(2.2 kHz~8.3 kHz)，此時(shí)開(kāi)環(huán)傳遞函數的相位裕度。此時(shí)可以發(fā)現，只要系統中的電子器件的值稍加變化，穿越頻率會(huì )稍稍偏離5.1 kHz，這時(shí)對相位裕度影響較小。由于在0 kHz~1 kHz范圍內，幅頻特性曲線(xiàn)是平緩的，因此，系統穩態(tài)誤差大。據此，可以通過(guò)在PID補償網(wǎng)絡(luò )的加入倒置零點(diǎn)解決以上問(wèn)題。

　　2.3 PID補償網(wǎng)絡(luò )的設計

　　改進(jìn)的PID補償網(wǎng)絡(luò )的電路模型如圖5所示，根據其拓撲電路可推出傳遞函數為：

　　在這里，引入倒置零點(diǎn)的目的是改善開(kāi)環(huán)傳遞函數的低頻特性，但是并不希望因此改變開(kāi)環(huán)傳遞函數的中高頻段特性。假設選擇倒置零點(diǎn)的頻率fl為穿越頻率fc的1/10，則有

　　則。

　　改進(jìn)后的PID補償網(wǎng)絡(luò )的傳遞函數為：

　　根據PID 補償網(wǎng)絡(luò )的傳遞函數可以得到調整后的波特圖，如圖6所示。

　　取R_f=10 kW，計算得C_f=3.2nF，R_ip=434 W，R_iz=3.2kW，C_i=28.6nF。

　　由圖6中可知，當fc=5.16 kHz時(shí),相位裕度為，在高頻段時(shí)，曲線(xiàn)在-40 dB/dec時(shí)的斜率下降，在此范圍內可有效地抑制高頻干擾。

　　3 總電路圖的仿真與實(shí)驗

　　Buck電路的開(kāi)關(guān)管選用P溝道MOSFET，開(kāi)關(guān)管的驅動(dòng)采用SG3525芯片，SG3525 是一種性能優(yōu)良、功能齊全和通用性強的單片集成PWM控制芯片，它簡(jiǎn)單可靠及使用方便靈活，輸出驅動(dòng)為推拉輸出形式，驅動(dòng)能力強;其內部含有的欠壓鎖定電路、軟啟動(dòng)控制電路等，具有過(guò)流保護、頻率可調功能，同時(shí)能限制最大占空比，防止溢出。

　　利用Saber仿真軟件，對系統進(jìn)行仿真，能夠得到系統的輸出響應曲線(xiàn)，通過(guò)仿真曲線(xiàn)可以得出，輸出的電壓平均值為3.34 V，紋波峰峰值為0.108 V，滿(mǎn)足設計要求。仿真波形如圖7所示。

　　由圖7可以看出，實(shí)際仿真的電壓曲線(xiàn)與理論上的電壓值還有一些誤差存在，其中，曲線(xiàn)的超調還是稍大，同時(shí)系統的穩態(tài)誤差仍然存在，給系統的穩定性帶來(lái)一定的安全隱患。為此，需要對以上系統參數進(jìn)行重新設置，以確保穩態(tài)誤差盡可能降為零。

　　對PID補償網(wǎng)絡(luò )的參數進(jìn)行整定后，使得R_f=10 kW，C_f=1 nF，R_ip=510 W，C_i=100 nF。以此參數進(jìn)行仿真并與原仿真結果進(jìn)行比較，此時(shí)系統響應如圖8所示。

　　從圖8中曲線(xiàn)中可以明顯的看出，經(jīng)過(guò)調整后的系統電壓變化曲線(xiàn)較修正之前的電壓曲線(xiàn)相比，在調整時(shí)間不變的前提下，使系統的超調量大大減小，并且保證了系統的穩態(tài)誤差為零，大大提升了系統的抗擾性能。

　　4 展望

　　DC/DC斬波技術(shù)的高速發(fā)展，使得開(kāi)關(guān)電源技術(shù)趨向高性能化、智能化、集成化、模塊化的方向發(fā)展。并且在此基礎上，逐漸推出了新的DC/DC變換器技術(shù)，例如VRM技術(shù)，要求其負載電流的響應速度更快速，在體積足夠小的前提下，確保電力電子器件的高效率。又如，為了應對開(kāi)關(guān)電源趨于高頻化發(fā)展后造成的開(kāi)關(guān)器件損耗大增的問(wèn)題，將軟開(kāi)關(guān)技術(shù)應用到了DC/DC變換器中，以達到減少開(kāi)關(guān)損耗、提高效率的功能。

　　隨著(zhù)新型電子器件和拓撲結構的出現，開(kāi)關(guān)電源將實(shí)現高頻化、模塊化、綠色化和智能化的集成，并且將應用到更廣泛的領(lǐng)域。

　　5 結論

　　隨著(zhù)大規模集成電路的高速發(fā)展，要求開(kāi)關(guān)電源模塊趨于小型化，在其設計過(guò)程中需不斷提高開(kāi)關(guān)頻率，開(kāi)發(fā)和設計新型的電路拓撲結構，本文提出的PID調解網(wǎng)絡(luò )模式下的Buck直流斬波電路可代替普通變阻器實(shí)現調壓和節能的功效。開(kāi)關(guān)電源的輸出電壓如果超出正常范圍，會(huì )對通信設備造成損壞，所以在其輸出端設計輸出電壓保護，一旦輸出電壓超過(guò)給定值，開(kāi)關(guān)電源會(huì )將輸出閉鎖，達到過(guò)壓保護作用。在電力電子技術(shù)的應用及各種電源系統中，開(kāi)關(guān)電源技術(shù)均處于核心位置。以傳統的大型電路為例，若采用高頻開(kāi)關(guān)電源技術(shù)會(huì )降低整套系統的體積，而且可極大提高電源利用效率、節省材料、降低成本。就目前來(lái)看，開(kāi)關(guān)電源必將在未來(lái)的電力電子技術(shù)應用中起到關(guān)鍵的作用。

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本文來(lái)源于科技期刊《電子產(chǎn)品世界》2019年第3期第69頁(yè)，歡迎您寫(xiě)論文時(shí)引用，并注明出處