基于EXB841的IGBT 驅動(dòng)電路優(yōu)化設計

負偏壓和保護特性是互相影響的.在通過(guò)外接穩壓管提高負偏壓時(shí)，正向驅動(dòng)電壓將下降.因為受內置檢測穩壓二極管Vs1穩壓值的限制，負偏壓和保護閾值電壓之和不得高于13 V，否則將被視為過(guò)流狀態(tài)而不能正常工作.因此，在提高負偏壓的同時(shí)，為保證可靠穩定的工作，采用24 V單獨直流電源供電以提高正向控制電壓.

為了改善控制脈沖的前后沿陡度和防止震蕩，減少IGBT集電極大的電壓尖脈沖，需在柵極串聯(lián)電阻Rg .Rg增大會(huì )使IGBT的通斷時(shí)間延長(cháng)，能耗增加，但在IGBT關(guān)斷時(shí)，可以延長(cháng)關(guān)斷時(shí)問(wèn)以便減小過(guò)電壓，防止較大的du/dt導致IGBT發(fā)生擎住效應;減小Rg又會(huì )加大電流的變化率，可能引起誤導通或損壞IGBT，故應合理設計柵極串聯(lián)電阻Rg .優(yōu)化驅動(dòng)電路采用了不對稱(chēng)的開(kāi)啟和關(guān)斷方法.在IGBT開(kāi)通時(shí)，EXB841的3腳提供+16 V電壓，電阻Rg1經(jīng)二極管V03和Rg2并聯(lián)使Rg值較小，有利于減小IGBT的開(kāi)通時(shí)間和開(kāi)通損耗，在IGBT關(guān)斷時(shí)，EXB841內部的V5導通，3腳電平為0，優(yōu)化驅動(dòng)電路在IGBT的E極提供-8 V電壓，使二極管V03截止，Rg=Rg2具有較大值，并用30 kΩ的電阻Rge和30 pF電容并聯(lián)抑制干擾.

2.2 過(guò)流檢測電路

偏高的保護動(dòng)作閾值難起到有效的保護作用，必須合適設置此閾值.但由于器件壓降的分散性和溫度影響，又不宜設置過(guò)低.為了適當降低動(dòng)作閾值，已經(jīng)提出過(guò)采用高壓降檢測二極管或采用串接3 V反向穩壓管及二極管的方法.該方法不能在提高了負偏壓的情況下使用，因為正常導通時(shí)，IGBT約有3.5 V左右的壓降，負偏壓的提高使6腳在正常情況下檢測到的電平將達到12 V左右，隨著(zhù)IGBT 的工作電流增大，強電磁干擾會(huì )造成EXB841誤報警，出現虛假過(guò)流.本優(yōu)化電路用可調電阻RW3實(shí)現閾值電壓的調整，10V穩壓管Vs03設置檢測閾值下限，可較精確地設置小于IGBT極限過(guò)載電流的實(shí)際過(guò)流值.

2.3 虛假過(guò)流故障識別與故障信號鎖存電路

當EXB841的6腳檢測到過(guò)流發(fā)生時(shí)，EXB841進(jìn)入軟關(guān)斷過(guò)程，內部電路(C3，R6)產(chǎn)生約3us的延時(shí)，若3us后過(guò)流依然存在，5腳輸出低電平作為過(guò)流故障指示信號，高速光耦6N136導通，三極管V01截止，過(guò)流高速比較器LM319輸出高電平，電容C03通過(guò)R07充電，若LM319輸出持續高電平時(shí)間大于設定保護時(shí)間(一般5us)，C03 的充電電壓達到擊穿穩壓管VS01的電壓，使三極管Vs02飽和導通輸出低電平，觸發(fā)后接R-S觸發(fā)器鎖定過(guò)流指示信號，由前級控制電路(如送至SG3525的10腳)封鎖PWM脈沖信號和實(shí)現故障保護動(dòng)作.若是虛假過(guò)流，在VS02飽和導通前EXB841的5腳電平將恢復為高電平，不會(huì )觸發(fā)后接R-S觸發(fā)器，整個(gè)電路自動(dòng)恢復到正常工作狀態(tài).

EXB841的軟關(guān)斷時(shí)間是由內部元件R7和C4的時(shí)間常數決定的，為了提高軟關(guān)斷的可靠性，在EXB84l的4和5兩端外加電阻Rw1可縮短軟關(guān)斷時(shí)間，在4和9兩端外加電容C01可避免過(guò)高的di/dt產(chǎn)生電壓尖峰，但應合理選擇Rw1與C01，太大的值將增大內部三極管V3的集電極電流.

3 試驗結果分析

圖3為典型驅動(dòng)電路軟關(guān)斷波形(a)和優(yōu)化驅動(dòng)電路軟關(guān)斷波形(b)示意圖，從圖中可以看到，優(yōu)化驅動(dòng)電路可較快地施加負偏壓，進(jìn)一步提高了EXB841驅動(dòng)的可靠性.

圖3 軟關(guān)斷波形對比

圖4為典型驅動(dòng)電路的實(shí)測波形，圖5為優(yōu)化驅動(dòng)電路的實(shí)測波形.從圖4可知典型驅動(dòng)電路的反向關(guān)斷電壓不到-5 V，正向驅動(dòng)電壓約為14 V，優(yōu)化驅動(dòng)電路的反向關(guān)斷電壓超過(guò)-7.8 v，正向驅動(dòng)電壓達到15.2 V，正反向偏置電壓同時(shí)得到了調整.實(shí)驗中還發(fā)現Rge兩端未并接電容時(shí)，正向驅動(dòng)電壓上升沿很陡，但由正向驅動(dòng)電壓切換到反向關(guān)斷電壓時(shí)，先有一很陡的快速下降過(guò)程，接近0 V時(shí)，經(jīng)過(guò)緩慢的過(guò)渡過(guò)程才達到穩態(tài)反向關(guān)斷電壓，這是由于反向充電時(shí)間常數過(guò)大引起的.

圖4 原典型驅動(dòng)電路試驗波形

圖5 驅動(dòng)優(yōu)化電路試驗波形

原EXB841典型驅動(dòng)電路應用到大功率臭氧電源時(shí)，電源系統極易出現故障，表現為：由于負偏壓不足，導致內部穩壓管損壞，容易引起IGBT發(fā)生直通現象，導致IGBT經(jīng)常炸毀.因強電磁干擾的存在，致使EXB841在電流較小時(shí)就產(chǎn)生虛假過(guò)流的故障報警，使得設備無(wú)法正常運行.優(yōu)化驅動(dòng)電路應用到電源后，以上幾種故障均得以消除，設備在滿(mǎn)負荷下能長(cháng)時(shí)間可靠運行.

4 結論

基于EXB841的IGBT優(yōu)化驅動(dòng)電路具有較好的實(shí)用性，它既提高了EXB841的驅動(dòng)能力，又對虛假過(guò)流信號具有很強的識別功能，實(shí)現了對真正過(guò)流的保護.將優(yōu)化驅動(dòng)電路應用于大功率臭氧發(fā)生電源后，徹底消除了使用典型驅動(dòng)電路所出現的虛假過(guò)流保護現象，電源系統性能更穩定可靠.