一款小功率基于原邊控制技術(shù)的反激式LED恒流驅動(dòng)電路

摘要：文中設計了一款額定功率為3W的反激式LED恒流驅動(dòng)電路，利用原邊控制技術(shù)，去除了隔離光耦與二次側輔助調整電路，解決了傳統電路電源布局要求高，體積大的問(wèn)題。文中分析了電路實(shí)現恒流與恒壓的原理，并介紹了電路元件參數。當輸入電壓在60～260 VAC下變動(dòng)時(shí)輸出電流精度為6.4%。實(shí)驗結果表明該電路具有結構簡(jiǎn)單、高恒流精度以及高穩定性的優(yōu)點(diǎn)。

LED需要恒定電流驅動(dòng)，電流過(guò)大會(huì )縮短其壽命，過(guò)小會(huì )明顯降低其亮度。目前，LED常采用的驅動(dòng)方式有電阻限流、電荷泵、線(xiàn)性電源、開(kāi)關(guān)電源等4大類(lèi)。開(kāi)關(guān)電源驅動(dòng)是目前效率最高的能量轉換方式，具有功耗小、效率高、穩壓范圍寬、體積小、性能可靠等優(yōu)點(diǎn)，缺點(diǎn)是電路復雜、成本高、且會(huì )產(chǎn)生電磁干擾。反激電路是開(kāi)關(guān)電源的一種常見(jiàn)的拓撲結構，在100 W以下的中小功率LED燈具的驅動(dòng)中，反激拓撲因電路簡(jiǎn)單、電氣隔離等優(yōu)點(diǎn)得到了最廣泛的運用。傳統的反激電路通常運用副邊反饋控制，通過(guò)使用隔離光耦實(shí)現，對于電源的布局提出了很高要求，并限制了其體積。對于小功率LED驅動(dòng)電路，這是一大難題。

1 電路結構設計與工作原理

1.1 電路基本結構設計

文中基于iW3620芯片設計了一款反激式LED恒流驅動(dòng)電路，電壓輸入為60—260 VAC，輸出電壓/電流為10.2 V/350 mA，額定負載為3 W，驅動(dòng)負載為3個(gè)大功率白光LED(

每顆1 W/350 mA)。圖1為電路的基本結構如圖1所示。

在電路中，BDR為整流橋，L1，C1與C2組成了π型濾波電路。R2，C3與D1組成了原邊鉗位保護電路用以保護開(kāi)關(guān)管，防止其由于高頻變壓器的漏感形成的尖峰電壓而被擊穿。T為高頻變壓器，D3為輸出端濾波二極管，C4為輸出端濾波電容，R10與輸出并聯(lián)，起到對電路的保護作用。iW3620為該電路的控制芯片，用以控制MOSFET開(kāi)關(guān)的占空比。R9為電流采樣電阻，R5與R6為電壓反饋檢測電阻，D2為輔助邊整流二極管。

考慮到電路傳輸過(guò)程中的延遲以及MOSFET開(kāi)啟時(shí)的延遲，R8與C8組成延遲網(wǎng)絡(luò )來(lái)對上述延遲進(jìn)行補償。與此同時(shí)R8可以減小在在MOSFET開(kāi)啟過(guò)程中R9上的電流峰值。

1.2 副邊反饋控制部分設計

傳統的副邊反饋控制通常是使用隔離光耦PC817以及可調基準源TL431所組成的閉環(huán)系統來(lái)實(shí)現的。如圖2所示，電路通過(guò)由電阻R1與R2所組成的輸出電壓采樣電路來(lái)獲取輸出電壓信號，TL431將該信號與其內部的2.5 V基準電壓進(jìn)行比較來(lái)獲取誤差信號，該誤差信號由光耦中的發(fā)光二極管轉換為光信號，光耦在電路高壓端的光敏晶體管將該光信號再一次轉換為電信號，該電信號由控制電路反饋端檢測以調整開(kāi)關(guān)管的占空比，從而實(shí)現調節電路的輸出大小的功能。

由于其具有精度高與反應速度快的特點(diǎn)，因而被廣泛運用于各類(lèi)場(chǎng)合。然而，若驅動(dòng)器的體積被嚴格限制，隔離光耦對于電路的整體布局就會(huì )成為一個(gè)很大的問(wèn)題。除此之外，隔離光耦的使用還會(huì )帶來(lái)另外一個(gè)問(wèn)題。光耦的最高工作溫度相對于電路中的其他元件要低很多，因此一旦在電路中使用了光耦就必須將電路的工作頻率限制在20～30kHz，如此電路就難以工作在更高的頻率下。

1.3 原邊反饋控制部分設計

根據實(shí)際運用需要，文中使用原邊反饋控制，省去了二次側調整電路與配套的隔離光耦，使電路設計得到了簡(jiǎn)化。為精確控制輸出電壓和電流，需要檢測反饋信號從而調節輸出信號，反饋信號由變壓器的輔助繞組獲得。

在圖1中，u(t)為經(jīng)過(guò)整流后的直流電壓，Lm為高頻變壓器的原邊電感。當開(kāi)關(guān)管開(kāi)啟時(shí)，通過(guò)開(kāi)關(guān)管的電流ip(t)線(xiàn)性增加：

△u為電流通過(guò)輸出端整流二極管D3產(chǎn)生的壓降。當高頻變壓器的去磁過(guò)程結束的時(shí)刻△u的值降到0，在此時(shí)刻之后變壓器副邊與輔助邊中都沒(méi)有電流。在此時(shí)刻輸出電壓

與輔助邊的電壓成線(xiàn)性比例關(guān)系。因此，輸出電壓的反饋控制可以通過(guò)調節輔助邊的電壓來(lái)實(shí)現。

1.4 恒壓與恒流控制的實(shí)現

iW3620通過(guò)檢測輔助邊的電壓和通過(guò)MOSFET的電流信號來(lái)實(shí)現恒壓與恒流的反饋控制。Vsense引腳檢測輔助邊的電壓，輔助邊電壓為：

Vsense引腳負責檢測輸出電路電壓uo。如果檢測到了誤差OUTPUT引腳就會(huì )調整MOSFET開(kāi)關(guān)的占空比從而改變從變壓器原邊傳遞至副邊的能量，如此實(shí)現恒定輸出電壓的目的，即實(shí)現了輸出電壓的反饋控制。

Isense是原邊電流的檢測引腳，負責檢測高頻變壓器的原邊的峰值電流。它檢測電流通過(guò)電阻R9所形成的壓降并將其與芯片內部的基準電壓進(jìn)行比較，如果兩個(gè)信號存在誤差，就通過(guò)調整MOSFET開(kāi)關(guān)的占空比來(lái)實(shí)現恒定輸出電流的目的，實(shí)現了輸出電流的反饋控制。

為了使得檢測更加精確，R9選擇使用精度為1%的電阻。

1.5 降低損耗

一般反激式拓撲中MOSFET工作在硬開(kāi)關(guān)模式，高頻工作時(shí)開(kāi)關(guān)損耗大。iW3620采用了準諧振運行模式，將MOEFET導通時(shí)間設定為其漏源極電壓uDS最低時(shí)，由此實(shí)現零電壓開(kāi)通的軟開(kāi)關(guān)，大幅降低開(kāi)通損耗。這些措施能夠大幅降低MOSFET開(kāi)關(guān)損耗。

iW3620有多種工作模式。負載額定時(shí)以PWM方式工作，當負載減小負載電流降低至額定時(shí)10%時(shí)，芯片自動(dòng)切換至PFM工作模式。一旦電流回升，芯片切回至PWM工作模式。由于其良好的負載動(dòng)態(tài)響應，使得功耗減小從而使效率提升。

2 電路參數的分析與設計

2.1 輸入電容的選擇

輸入電容負責當輸入電壓下降的時(shí)段為負載供電。如果電容太大，電流相位于電壓相位的差可能太大從而導致功率因數下降。所以在此選擇電容值為22 uF的電解電容。

2.2 變壓器設計

因為額定輸出功率為3 W，所以相應選擇RM6磁芯作為高頻變壓器的磁芯。uin為輸入電壓，ton為開(kāi)關(guān)管導通的時(shí)間，Bmax為飽和磁感應強度，Ae為磁芯面積，根據反激電路高頻變壓器的設計理論，高頻變壓器的原邊繞組圈數Np為：

芯片的工作電壓Ucc為12 V，D2兩端的電壓降UFD大約為0.5 V。因此，Ns=16，Naux=16。

2.3 電流采樣電阻與電壓采樣電阻

電壓采樣電阻R9可以由下式得到：

因為芯片內部的參考電壓usense=1.538 V，而且uo=10.2 V，因此R5=15 kΩ，R6=2 kΩ。

2.4 輸出電容的選擇

當MOSFET處于關(guān)斷的時(shí)段負載是由輸出濾波電容來(lái)提供能量的。因為電路的輸出電壓為10.2 V，選擇電容值為330μF的電解電容作為輸出濾波電容，如此可以在實(shí)現濾波的同時(shí)為負載提供能量。

3 實(shí)驗結果與分析

實(shí)驗條件：輸入電壓為60～260 V AC，輸出負載為3個(gè)大功率LED，每個(gè)功率為1 W。

當輸入電壓為220 V AC，輸出負載為3個(gè)大功率白光LED(1 Wx3)，電路的輸出電壓為10.2 V(圖3)，輸出電流為351 mA(圖4)。如圖3所示輸出電壓的紋波很小(電壓精度為1.9%)。

如圖4所示，當輸入電壓在60～260 VAC下變動(dòng)時(shí)輸出電流精度為6.4%，電路效率為73.1%。實(shí)驗結果表明，簡(jiǎn)化設計的同時(shí)電路依然保持良好輸出特性。

4 結論

文中介紹了一款小功率基于原邊控制技術(shù)的反激式LED恒流驅動(dòng)電路，電路未使用隔離光耦與二次側調整電路，使得其在布局上更為自由，減少了體積上的限制。實(shí)驗表明，當輸入電壓在60～260VAC下變動(dòng)時(shí)輸出電流精度為6.4%，電路效率為73.1%，簡(jiǎn)化設計的同時(shí)電路依然保持良好輸出特性。通過(guò)改變電流檢測電阻以及電壓檢測電阻可以以降低恒流精度為代價(jià)進(jìn)一步提高電路的效率。