PWM 方式開(kāi)關(guān)電源中IGBT 的損耗分析

3.2 電壓測量

IGBT 開(kāi)通和關(guān)斷過(guò)程中電壓的完整觀(guān)測可以直接使用示波器探頭, 但對于開(kāi)通時(shí)IGBT 電壓拖尾過(guò)程和通態(tài)飽和壓降的測量, 則需要使用箝位電路( 見(jiàn)圖5) 。原因在于此時(shí)示波器的Y 軸分辨率要置于0.5/ div~ 10/ div 檔, 而這時(shí)輸入探頭的電壓變化范圍則高達幾百伏, 這種情況下通常示波器會(huì )產(chǎn)生很大的失真, 作零點(diǎn)漂移, 無(wú)法正常觀(guān)察。用圖中R1、R2、C、VD 和VS 所構成的電壓箝位電路, 可以取出Uce中小于UVS的那一部分波形Uce。用示波器觀(guān)測則不會(huì )出現失真和漂移。UVS 與Uce的關(guān)系可用下式表示:

測量Uce開(kāi)通拖尾過(guò)程時(shí), 應選UVS= 50 V, 測量動(dòng)態(tài)飽和壓降時(shí)則應選UVS= 12 V。

圖中R2、C 用來(lái)補償由示波器探頭輸入電容及VD、VS 結電容引起的失真。使用前利用已知的方波信號對箝位電路進(jìn)行校準。

4 應用舉例

圖6、圖7 中的波形是不同的IGBT 在圖1 所示電路中工作時(shí)測得的。測量條件為: 輸入電壓Ucc= 520 V, 輸出功率Po= 11 kW, 初級電流I = 52 A,工作頻率f = 20 kHz。圖6 中開(kāi)通電壓的測量使用了圖5 中的箝位電路, 箝位電壓值UVS = 48 V, 因此, 其波形上最高電壓不超過(guò)48 V。

對測得的波形進(jìn)行折線(xiàn)等效, 并對電壓電流的乘積分段積分, 就可粗略計算出IGBT 的總損耗,圖8是對GA75TS120U 開(kāi)關(guān)過(guò)程的折線(xiàn)等效圖, 并由此求得:

開(kāi)通損耗: P1= 12 W

關(guān)斷損耗: P2= 56.6 W

過(guò)渡損耗: P3= 10 W

通態(tài)損耗: P4= 53.8W( 飽和壓降Usat= 235 V)

單管總損耗: P c= 132.4 W

其中計算通態(tài)損耗的飽和壓降Usat是用圖5 給出的箝位電路測量的, 箝位電壓UVS= 12 V。

從波形可以看出, 飽和壓降從開(kāi)通到穩定有一個(gè)過(guò)渡過(guò)程, 由此造成的損耗P3 也不容忽視。

下表是用前述方法測量幾家不同公司的IGBT所得的結果; 測量電路為圖1, 測量條件相同。

測量結果可以作為選擇IGBT 和熱設計的依據。對于IGBT 的選取, 應綜合考慮開(kāi)關(guān)損耗和通態(tài)損耗。低頻工作時(shí), 低飽和壓降的IGBT 總損耗較小,而高頻工作時(shí)則應選擇開(kāi)關(guān)速度快的IGBT。

值得注意的是: 樣品A( IR 公司GA75TS120U) 在高速I(mǎi)GBT 中具有較低的飽和壓降, 因而總損耗較小。同時(shí)從表中可以看出, 樣品D 與B 和C 的損耗接近, 但基板溫度較低; 樣品E 損耗較大, 但基板溫度并不顯著(zhù)高于B 和C, 這說(shuō)明樣品D 和E 的熱循環(huán)能力較差。盡管樣品中各IGBT 數據手冊所標明的結-殼熱阻Rth( j- c) 基本相同, 實(shí)際上通常采用Ucc= 520 V、Po= 11 kW、I c= 52 A、f = 20 kHz, NPT( 非穿通型)技術(shù)制造的管芯( GA75TS120U) 厚度僅為PT( 穿通型) 技術(shù)管芯的四分之一, 因而熱阻小, 熱循環(huán)能力強, 可以降低對散熱器的要求, 同時(shí),開(kāi)關(guān)速度不隨結溫變化。PT 型IGBT 的開(kāi)關(guān)速度則隨溫度升高而降低。高頻工作時(shí)可以考慮選擇NPT型IGBT。

5 總結

文中介紹的損耗測量分析方法簡(jiǎn)單而有效, 可以使設計者對IGBT 的選擇和熱設計作到心中有數,以利于得出最優(yōu)的設計方案。需要提請注意的是,測量工具及輔助電路的標準是非常必要的, 否則可能導致較大的誤差。