高速低功耗buck變換器設計

2.3 環(huán)路帶寬與穩定性的AC仿真驗證

　　仿真條件設置如下：輸入電壓VIN=3.6 V，負載大小Ro=6 Ω，負載電流Io=300 mA。實(shí)際仿真結果如圖3所示。

　　從圖3可知，系統的單位增益帶寬為1.136 MHz，對應的相位裕度為47.49°，系統環(huán)路處于穩定狀態(tài)。

3 過(guò)沖電壓分析及優(yōu)化

3.1 過(guò)沖電壓理論分析

　　當負載瞬態(tài)響應發(fā)生時(shí)，由于電感電流不能突變，而負載電流則迅速突變幾十或幾百毫安，這樣就導致兩者之間的不平衡，而這差值電流也只能由輸出濾波電容C來(lái)提供，輸出電壓將會(huì )發(fā)生波動(dòng)，這是DC-DC轉換器在負載瞬態(tài)響應發(fā)生時(shí)輸出電壓發(fā)生變化的根本原因。根據對瞬態(tài)信號的穩定性的分析，可知在負載突變時(shí)，瞬態(tài)響應可分為大信號和小信號兩個(gè)過(guò)程。

　　針對大信號情況，根據文獻[2]的分析，主要由濾波電感L的值和控制電路的響應時(shí)間決定。而針對小信號情況下，則主要由系統的帶寬、主頻以及拓撲結構有關(guān)。

　　根據以上分析可知，在開(kāi)關(guān)頻率以及電感電容值確定的情況下，環(huán)路帶寬越高，則負載的瞬態(tài)響應越好。但是帶寬也會(huì )受到幾方面的限制： a)香農采樣定理決定了帶寬不可能大于開(kāi)關(guān)頻率的二分之一; b)補償放大器的帶寬設得很高時(shí)會(huì )受到增益的限制、電容零點(diǎn)及溫度影響等。所以一般實(shí)際帶寬會(huì )取開(kāi)關(guān)頻率的 1/4~1/5。

3.2 實(shí)際電路仿真結果

　　本方案選取兩種不同帶寬進(jìn)行比對。仿真結果如圖4(a)所示，其中線(xiàn)①表示1 MHz的系統帶寬，線(xiàn)②表示2.5 MHz的系統帶寬。

　　圖4(b)為負載電流從0 mA突變到600 mA時(shí)的輸出電壓過(guò)沖，由圖可知，線(xiàn)②的過(guò)沖電壓大小為△V=1.8-1.793=7 mV，恢復時(shí)間t=54-50=4 μs，線(xiàn)①的過(guò)沖電壓△V=1.8-1.785=15 mV，恢復時(shí)間t=55-50=5 μs。

　　圖4(c)為負載電流從600 mA突變到0 mA時(shí)的輸出電壓過(guò)沖，由圖可知，線(xiàn)②的過(guò)沖電壓大小為△V=1.808-1.8=8 mV，恢復時(shí)間t=76.35-75=1.35 μs，線(xiàn)①的過(guò)沖電壓△V=1.81-1.8=10 mV，恢復時(shí)間t=80-75=5 μs。

　　綜上所述，2.5 MHz系統帶寬的過(guò)沖電壓和響應時(shí)間都比1 MHz系統帶寬小，本設計最后采用2.5 MHz的系統帶寬，從而在原來(lái)的基礎上優(yōu)化了輸出電壓的overshoot和undershoot值。

4 靜態(tài)電流分析及優(yōu)化

4.1 控制環(huán)路靜態(tài)電流分析

　　靜態(tài)損耗主要是指BUCK DC/DC變換器的內部控制電路模塊產(chǎn)生的功耗，內部控制電路所需的能量也要來(lái)自輸入電壓源，來(lái)保證系統的穩定運行。這部分功耗可以表示為：

(13)

　　VIN為輸入電壓，IQ為控制電路各模塊的靜態(tài)工作總電流。內部各模塊一般在一個(gè)穩定的直流電壓下工作，總的靜態(tài)電流基本不變，當負載較大時(shí)，這部分功耗所占比例較小，對效率影響較小。但是在輸入電壓VIN較大并且負載較輕時(shí)，這部分功耗對所占比例將對變換器效率換產(chǎn)生顯著(zhù)影響。這也是寬輸入電壓范圍所面臨的效率挑戰。

4.2 控制環(huán)路靜態(tài)電流優(yōu)化

　　控制環(huán)路主要由誤差放大器、PWM比較器、斜坡發(fā)生器、振蕩器模塊組成。由于在模塊設計的時(shí)候，普遍采用電流鏡偏置，工作電流穩定不受影響，因此要想優(yōu)化控制環(huán)路的功耗，可以通過(guò)改變控制電路的工作電壓來(lái)實(shí)現。

　　本設計中采用電源切換模塊來(lái)實(shí)現功耗優(yōu)化一半的目標。假設輸入為3.6 V，在初始時(shí)刻，電源切換模塊選擇3.6 V給控制環(huán)路供電，使得環(huán)路以較快的速度進(jìn)入穩定狀態(tài)。當系統穩定以后，輸出電壓Vo穩定在1.8 V，此時(shí)，電源切換模塊選擇輸出電壓1.8 V給控制環(huán)路的模塊供電，實(shí)現了控制環(huán)路功耗降低一半的目標。

　　電源切換模塊的實(shí)際電路圖如圖5(a)所示。該電路主要有觸發(fā)器和CMOS傳輸門(mén)組成，其中觸發(fā)器的時(shí)鐘信號接外部啟動(dòng)電路的輸出，兩個(gè)輸入端IN1和IN2分別接外部的電壓輸入VIN和系統輸出Vo，一個(gè)輸出端VOUT接外部控制模塊的電源。

　　在初始時(shí)刻，觸發(fā)器輸出端Q=0，QN=1，因此上面支路的傳輸門(mén)導通，輸出端VOUT=IN1= VIN，當系統穩定以后，啟動(dòng)電路輸出一個(gè)由低到高的上升沿電平，即VIN_flag從0 V突變到VIN，此時(shí)觸發(fā)器CLK端接收到上升沿信號，輸出端Q=1，QN=0，下面支路的傳輸門(mén)導通，輸出端VOUT= IN2 = Vout。因而實(shí)現了控制電路模塊的電源切換功能。

4.3 電源切換仿真

　　圖5(b)為電源切換功能仿真結果，圖中第二條波形為啟動(dòng)電路輸出給電源切換模塊的控制信號Vstart_flag，第三條波形為電源切換模塊的輸出信號VDD_IN，即控制環(huán)路模塊的電源電壓。從圖中可以看出，初始狀態(tài)時(shí)，電源切換模塊的輸出選擇第一路信號VIN，電壓為3.6 V，而根據第1.6節中各子電路的仿真結果可知，控制電路的總電流為123.06 μA，所以此時(shí)的控制電路功耗為443 μW。在15 μs左右，系統進(jìn)入穩定狀態(tài)，啟動(dòng)電路輸出信號Vstart_flag從0 V上升到3.6 V，電源切換模塊的輸出選擇第二路信號Vout，電壓為1.8 V，此時(shí)功耗為221.5 μW，從結果可知，控制電路功耗降低一半以上，從而實(shí)現了設計要求。

5 結論

　　本文首先建立了電壓?？刂艱C-DC變換器的小信號模型，并且選用PID補償網(wǎng)絡(luò )保證了環(huán)路的穩定性。其次，通過(guò)加大帶寬的設計方案使得系統的瞬態(tài)響應大大提高，最后提出電源切換的設計方案，實(shí)現低功耗的設計。經(jīng)過(guò)電路仿真驗證，本系統實(shí)現了高速低功耗的設計要求。

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　　本文來(lái)源于《電子產(chǎn)品世界》2018年第4期第48頁(yè)，歡迎您寫(xiě)論文時(shí)引用，并注明出處。