可變帶寬OTA—C低通濾波器電路 —電路圖天天讀（109）

　　實(shí)現了一種全集成可變帶寬中頻寬帶低通濾波器，討論分析了跨導放大器-電容（OTA—C）連續時(shí)間型濾波器的結構、設計和具體實(shí)現，使用外部可編程電路對所設計濾波器帶寬進(jìn)行控制，并利用ADS軟件進(jìn)行電路設計和仿真驗證。仿真結果表明，該濾波器帶寬的可調范圍為1～26 MHz，阻帶抑制率大于35 dB，帶內波紋小于0.5 dB，采用1.8 V電源，TSMC 0.18μm CMOS工藝庫仿真，功耗小于21 mW，頻響曲線(xiàn)接近理想狀態(tài)。射頻接收機質(zhì)量被認為是影響整個(gè)系統成本和性能的主要因素。隨著(zhù)無(wú)線(xiàn)通信移動(dòng)終端朝著(zhù)小尺寸、低成本、低功耗方向發(fā)展，射頻前端系統中的集成濾波器設計顯得十分重要。其中，基于CMOS工藝的設計方案以其成本和功耗的優(yōu)勢，已成為有源濾波器設計選擇的主流方向。

　　濾波器電路

　　梯形結構電路的元件參數靈敏度低，實(shí)現時(shí)不用考慮傳輸函數零極點(diǎn)的配對，設計方便，在寬帶濾波器設計中有一定的優(yōu)越性。跳耦結構電路具有較小的寄生敏感度和較大的動(dòng)態(tài)范圍。本文低通濾波器設計采用信號流程圖方式實(shí)現梯形跳耦結構。本文考慮到無(wú)源LC濾波電路有優(yōu)良的靈敏度特性，并且LC電路設計理論非常成熟。所以本文采用LC梯形電路法設計電路。首先根據濾波器指標參數，查表得LC梯形濾波器電路和參數，后對此電路做狀態(tài)變量分析，寫(xiě)出其電路電壓方程，依據狀態(tài)方程得出相應的信號流圖，然后應用跨導運放和電容實(shí)現型號流圖中的積分器，模擬狀態(tài)變量?？蓪?shí)現無(wú)源LC梯形濾波器到跨導-電容濾波器的模擬變化。查閱濾波器工具書(shū)得出，需要采用七階Butterworth低通濾波器。本文以-3 dB帶寬為26 MHz時(shí)，50 MHz幅頻曲線(xiàn)以-40 dB予以說(shuō)明。根據上述性能要求，查閱濾波器工具書(shū)得出，需要采用七階Butterworth低通濾波器，原型電路如圖1所示。

　　類(lèi)似式（1）、式（2）可以得V3～V7的狀態(tài)方程。圖3電路為最終實(shí)現電路。模擬電阻Ⅲ采用跨導Gm，實(shí)現負反饋運放等效代替，電路僅由跨導運放和電容元件來(lái)實(shí)現七階Butterworth濾波器，其中OTA跨導值的大小可以通過(guò)其偏置電流得到精確調節。

　　跨導單元設計

　　線(xiàn)性度和帶寬是跨導運算放大器設計考慮的兩個(gè)主要方面。帶寬的大小和跨導值成正比，但增大跨導值會(huì )使芯片功耗變大，對于相同的傳輸函數，增大跨導值時(shí)，電容值也需要相應的增大，從而增大了芯片面積。同時(shí)跨導值減小時(shí)，電容值也要減小，這對版圖匹配造成影響。

　　本文采用經(jīng)典的交叉耦合差動(dòng)式COMS跨導器，其I/V傳輸特性有理想的線(xiàn)性關(guān)系。圖4中，M1和M2偏置電流為I;M3和M4偏置電流為 nI。電路設計中，M1～M4有相同的溝道長(cháng)度L，M3，M4的溝道寬度W=nL。設Y1=i1/I，Y2=i2/I，X=Vid/Vb，則

　　可見(jiàn)，在電源電壓確定的情況下，OTA的跨導值與輸入數據Rx成平方根倒數關(guān)系，跨導值隨著(zhù)輸入數據的增大而減小。通過(guò)改寫(xiě)輸入數據RDAC的值，即可實(shí)現26種（全零狀態(tài)禁用）變化電阻，達到改變偏置電流，產(chǎn)生跨導值的變化，最終實(shí)現濾波器帶寬的調節。
電子發(fā)燒友網(wǎng)技術(shù)編輯點(diǎn)評分析：

　　采用跨導運算放大器實(shí)現了一種可變帶寬低通濾波器，阻帶抑制率大于35 dB，帶內波紋小于0.5 dB，最高帶寬為26 MHz，在低中頻結構接收器相對較高。濾波器帶寬可由外部可編程電路調節變化，本文設計電路具有電路簡(jiǎn)單，易于高集成，便于后期維護等優(yōu)點(diǎn)，是OTA電路設計的未來(lái)發(fā)展趨勢，有著(zhù)廣泛的應用前景。
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