深入探討各種PCB設計疏忽及應對策略

　　射頻印制板(PCB)布局很容易出現各種缺陷工業(yè)、科學(xué)和醫療射頻(ISM-RF)產(chǎn)品的無(wú)數應用案例表明，這些產(chǎn)品的印制板(PCB)布局很容易出現各種缺陷。人們時(shí)常發(fā)現相同IC安裝到兩塊不同電路板上，所表現的性能指標會(huì )有顯著(zhù)差異。工作條件、諧波輻射、抗干擾能力，以及啟動(dòng)時(shí)間等等諸多因素的變化，都能說(shuō)明電路板布局在一款成功設計中的重要性。

　　本文羅列了各種不同的設計疏忽，探討了每種失誤導致電路故障的原因，并給出了如何避免這些設計缺陷的建議。本文以FR-4電介質(zhì)、厚度0.0625in的雙層PCB為例，電路板底層接地。工作頻率介于315MHz到915MHz之間的不同頻段，Tx和Rx功率介于-120dBm至+13dBm之間。表1列出了一些可能出現的PCB布局問(wèn)題、原因及其影響。

　　其中大多數問(wèn)題源于少數幾個(gè)常見(jiàn)原因，我們將對此逐一討論。

　　電感方向

　　當兩個(gè)電感(甚至是兩條PCB走線(xiàn))彼此靠近時(shí)，將會(huì )產(chǎn)生互感。第一個(gè)電路中的電流所產(chǎn)生的磁場(chǎng)會(huì )對第二個(gè)電路中的電流產(chǎn)生激勵(圖1)。這一過(guò)程與變壓器初級、次級線(xiàn)圈之間的相互影響類(lèi)似。當兩個(gè)電流通過(guò)磁場(chǎng)相互作用時(shí)，所產(chǎn)生的電壓由互感LM決定：

　　式中，YB是向電路B注入的誤差電壓，IA是在電路A作用的電流1。LM對電路間距、電感環(huán)路面積(即磁通量)以及環(huán)路方向非常敏感。因此，緊湊的電路布局和降低耦合之間的最佳平衡是正確排列所有電感的方向。

　　圖1. 由磁力線(xiàn)可以看出互感與電感排列方向有關(guān)

　　對電路B的方向進(jìn)行調整，使其電流環(huán)路平行于電路A的磁力線(xiàn)。為達到這一目的，盡量使電感互相垂直，請參考低功率FSK超外差接收機評估(EV)板(MAX7042EVKIT)的電路布局(圖2)。該電路板上的三個(gè)電感(L3、L1和L2)距離非常近，將其方向排列為0°、45°和90°，有助于降低彼此之間的互感。

　　圖2. 圖中所示為兩種不同的PCB布局，其中一種布局的元件排列方向不合理(L1和L3)，另一種的方向排列則更為合適。

　　綜上所述，應遵循以下原則：

　　電感間距應盡可能遠。

　　電感排列方向成直角，使電感之間的串擾降至最小。

　　引線(xiàn)耦合

　　如同電感排列方向會(huì )影響磁場(chǎng)耦合一樣，如果引線(xiàn)彼此過(guò)于靠近，也會(huì )影響耦合。這種布局問(wèn)題也會(huì )產(chǎn)生所謂的互感。RF電路最關(guān)心問(wèn)題之一即為系統敏感部件的走線(xiàn)，例如輸入匹配網(wǎng)絡(luò )、接收器的諧振槽路、發(fā)送器的天線(xiàn)匹配網(wǎng)絡(luò )等。

　　返回電流通路須盡可能靠近主電流通道，將輻射磁場(chǎng)降至最小。這種布局有助于減小電流環(huán)路面積。返回電流的理想低阻通路通常是引線(xiàn)下方的接地區域—將環(huán)路面積有效限制在電介質(zhì)厚度乘以引線(xiàn)長(cháng)度的區域。但是，如果接地區域被分割開(kāi)，則會(huì )增大環(huán)路面積(圖3)。對于穿過(guò)分割區域的引線(xiàn)，返回電流將被強制通過(guò)高阻通路，大大提高了電流環(huán)路面積。這種布局還使電路引線(xiàn)更容易受互感的影響。

　　圖3. 完整的大面積接地有助于改善系統性能

　　對于一個(gè)實(shí)際電感，引線(xiàn)方向對磁場(chǎng)耦合的影響也很大。如果敏感電路的引線(xiàn)必須彼此靠近，最好將引線(xiàn)方向垂直排列，以降低耦合(圖4)。如果無(wú)法做到垂直排列，則可考慮使用保護線(xiàn)。關(guān)于保護線(xiàn)的設計，請參考以下接地與填充處理部分。

　　圖4. 類(lèi)似于圖1，表示可能存在的磁力線(xiàn)耦合。

　　綜上所述，布板時(shí)應遵循以下原則：

　　引線(xiàn)下方應保證完整接地。

　　敏感引線(xiàn)應垂直排列。

　　如果引線(xiàn)必須平行排列，須確保足夠的間距或采用保護線(xiàn)。

　　接地過(guò)孔

　　RF電路布局的主要問(wèn)題通常是電路的特征阻抗不理想，包括電路元件及其互聯(lián)。引線(xiàn)覆銅層較薄，則等效于電感線(xiàn)，并與鄰近的其它引線(xiàn)形成分布電容。引線(xiàn)穿過(guò)過(guò)孔時(shí)，也會(huì )表現出電感和電容特性。

　　過(guò)孔電容主要源于過(guò)孔焊盤(pán)側的覆銅與地層覆銅之間構成的電容，它們之間由一個(gè)相當小的圓環(huán)隔開(kāi)。另外一個(gè)影響源于金屬過(guò)孔本身的圓柱。寄生電容的影響一般較小，通常只會(huì )造成高速數字信號的邊沿變差(本文不對此加以討論)。

　　過(guò)孔的最大影響是相應的互聯(lián)方式所引起的寄生電感。因為RF PCB設計中，大多數金屬過(guò)孔尺寸與集總元件的尺寸相同，可利用簡(jiǎn)單的公式估算電路過(guò)孔的影響(圖5)：

　　式中，LVIA為過(guò)孔的集總電感;h為過(guò)孔高度，單位為英寸;d為過(guò)孔直徑，單位為英寸2。

　　圖5. PCB橫截面用于估算寄生影響的過(guò)孔結構

　　寄生電感往往對旁路電容的連接影響很大。理想的旁路電容在電源層與地層之間提供高頻短路，但是，非理想過(guò)孔則會(huì )影響地層和電源層之間的低感通路。典型的PCB過(guò)孔(d = 10 mil、h = 62.5 mil)大約等效于一個(gè)1.34nH電感。給定ISM-RF產(chǎn)品的特定工作頻率，過(guò)孔會(huì )對敏感電路(例如，諧振槽路、濾波器以及匹配網(wǎng)絡(luò )等)造成不良影響。

　　如果敏感電路共用過(guò)孔，例如π型網(wǎng)絡(luò )的兩個(gè)臂，則會(huì )產(chǎn)生其它問(wèn)題。例如，放置一個(gè)等效于集總電感的理想過(guò)孔，等效原理圖則與原電路設計有很大區別(圖6)。與共用電流通路的串擾一樣3，導致互感增大，加大串擾和饋通。

　　圖6. 理想架構與非理想架構比較，電路中存在潛在的“信號通路”。

　　綜上所述，電路布局需要遵循以下原則：

　　確保對敏感區域的過(guò)孔電感建模。

　　濾波器或匹配網(wǎng)絡(luò )采用獨立過(guò)孔。

　　注意，較薄的PCB覆銅會(huì )降低過(guò)孔寄生電感的影響。

　　引線(xiàn)長(cháng)度

　　Maxim ISM-RF產(chǎn)品的數據資料往往建議使用盡可能短的高頻輸入、輸出引線(xiàn)，從而將損耗和輻射降至最小。另一方面，這種損耗通常是由于非理想寄生參數引起的，所以寄生電感和電容都會(huì )影響電路布局，使用盡可能短的引線(xiàn)有助于降低寄生參數。通常情況下，10 mil寬、距離地層0.0625in的PCB引線(xiàn)，如果采用的是FR4電路板，則產(chǎn)生大約19nH/in的電感和大約1pF/in的分布電容。對于具有20nH電感、3pF電容的LAN/混頻器電路，電路、元器件布局非常緊湊時(shí)，會(huì )對有效元件值造成很大影響。

　　“Institute for Printed Circuits”中的IPC-D-317A4提供了一個(gè)行業(yè)標準方程，用于估算微帶線(xiàn)PCB的各種阻抗參數。該文件在2003年被IPC-2251取代5，后者為各種PCB引線(xiàn)提供更準確的計算方法?？梢酝ㄟ^(guò)各種渠道獲得在線(xiàn)計算器，其中大多數都基于IPC-2251提供的方程式。密蘇里理工大學(xué)的電磁兼容性實(shí)驗室提供了一個(gè)非常實(shí)用的PCB引線(xiàn)阻抗計算方法6。

　　公認的計算微帶線(xiàn)阻抗的標準是：

　　式中，εr為電介質(zhì)的介電常數，h為引線(xiàn)距離地層的高度，w為引線(xiàn)寬度，t為引線(xiàn)厚度(圖7)。w/h介于0.1至2.0、εr介于1至15之間時(shí)，該公式的計算結果相當準確7。

　　圖7. 該圖為PCB橫截面(與圖5類(lèi)似)，表示用于計算微帶線(xiàn)阻抗的結構。

　　為評估引線(xiàn)長(cháng)度的影響，確定引線(xiàn)寄生參數對理想電路的去諧效應更實(shí)用。本例中，我們討論雜散電容和電感。用于微帶線(xiàn)的特征電容標準方程為：

　　同理，可利用上述方程從方程式 

　　舉例說(shuō)明，假設PCB厚度為0.0625in (h = 62.5 mil)，1盎司覆銅引線(xiàn)(t = 1.35 mil)，寬度為0.01in (w = 10 mil)，采用FR-4電路板。注意，FR-4的εr典型值為4.35法拉/米(F/m)，但范圍可從4.0F/m至4.7F/m。本例計算得到的特征值為Z0 = 134Ω，C0 = 1.04pF/in，L0 = 18.7nH/in。

　　對于ISM-RF設計中，電路板上布局長(cháng)度為12.7mm (0.5in)的引線(xiàn)，可產(chǎn)生大約0.5pF和9.3nH的寄生參數(圖8)。這一等級的寄生參數對于接收器諧振槽路的影響(LC乘積的變化)，可能產(chǎn)生315MHz ±2%或433.92MHz ±3.5%的變化。由于引線(xiàn)寄生效應所產(chǎn)生的附加電容和電感，使得315MHz振蕩頻率的峰值達到312.17MHz，433.92MHz振蕩頻率的峰值達到426.61MHz。

　　圖8. 一個(gè)緊湊的PCB布局，寄生效應會(huì )對電路產(chǎn)生影響。

　　另外一個(gè)例子是Maxim的超外差接收機(MAX7042)的諧振槽路，推薦使用的元件在315MHz時(shí)為1.2pF和30nH;433.92MHz時(shí)為0pF和16nH。利用方程計算諧振電路振蕩頻率：

　　評估板諧振電路應包括封裝和布局的寄生效應，計算315MHz諧振頻率時(shí)，寄生參數分別為7.3pF和7.5pF。注意，LC乘積表現為集總電容。

　　綜上所述，布板須遵循以下原則：

　　保持引線(xiàn)長(cháng)度盡可能短。

　　關(guān)鍵電路盡量靠近器件放置。

　　根據實(shí)際布局寄生效應對關(guān)鍵元件進(jìn)行補償。

　　接地與填充處理

　　接地或電源層定義了一個(gè)公共參考電壓，通過(guò)低阻通路為系統的所有部件供電。按照這種方式均衡所有電場(chǎng)，產(chǎn)生良好的屏蔽機制。

　　直流電流總是傾向于沿著(zhù)低阻通路流通。同理，高頻電流也是優(yōu)先流過(guò)最低電阻的通路。所以，對于地層上方的標準PCB微帶線(xiàn)，返回電流試圖流入引線(xiàn)正下方的接地區域。按照上述引線(xiàn)耦合部分所述，割斷的接地區域會(huì )引入各種噪聲，進(jìn)而通過(guò)磁場(chǎng)耦合或匯聚電流而增大串擾(圖9)。

　　圖9. 盡可能保持地層完整，否則返回電流會(huì )引起串擾。

　　填充地也稱(chēng)為保護線(xiàn)，通常將其用于電路中很難鋪設連續接地區域或需要屏蔽敏感電路的設計(圖10)。通過(guò)在引線(xiàn)兩端，或者是沿線(xiàn)放置接地過(guò)孔(即過(guò)孔陣列)，增大屏蔽效應8。請不要將保護線(xiàn)與設計用來(lái)提供返回電流通路的引線(xiàn)相混合，這樣的布局會(huì )引入串擾。

　　圖10. RF系統設計中須避免覆銅線(xiàn)浮空，特別是需要鋪設銅皮的情況下。

　　覆銅區域不接地(浮空)或僅在一端接地時(shí)，會(huì )制約其有效性。有些情況下，它會(huì )形成寄生電容，改變周?chē)季€(xiàn)的阻抗或在電路之間產(chǎn)生“潛在”通路，從而造成不利影響。簡(jiǎn)而言之，如果在電路板上鋪設了一塊覆銅(非電路信號走線(xiàn))，來(lái)確保一致的電鍍厚度。覆銅區域應避免浮空，因為它們會(huì )影響電路設計。

　　最后，確?？紤]天線(xiàn)附近任何接地區域的影響。任何單極天線(xiàn)都將接地區域、走線(xiàn)和過(guò)孔作為系統均衡的一部分，非理想均衡布線(xiàn)會(huì )影響天線(xiàn)的輻射效率和方向(輻射模板)。因此，不應將接地區域直接放置在單極PCB引線(xiàn)天線(xiàn)的下方。

　　綜上所述，應該遵循以下原則：

　　盡量提供連續、低阻的接地區域。

　　填充線(xiàn)的兩端接地，并盡量采用過(guò)孔陣列。

　　RF電路附近不要將覆銅線(xiàn)浮空，RF電路周?chē)灰佋O銅皮。

　　如果電路板包括多個(gè)地層，信號線(xiàn)從一側過(guò)度另一側時(shí)，最好鋪設一個(gè)接地過(guò)孔。

　　晶體電容過(guò)大

　　寄生電容會(huì )使晶振的工作頻率偏離目標值9。因此，須遵循一些常規準則，降低晶體引腳、焊盤(pán)、走線(xiàn)或與RF器件連接的雜散電容。

　　應遵循以下原則：

　　晶體與RF器件之間的連線(xiàn)盡可能短。

　　相互之間的走線(xiàn)盡可能保持隔離。

　　如果并聯(lián)寄生電容太大，則去除晶體下方的接地區域。

　　平面走線(xiàn)電感

　　不建議使用平面走線(xiàn)或PCB螺旋電感，典型PCB制造工藝具有一定的不精確性，例如寬度、空間容差，從而對元件值精度影響非常大。因此，大多數受控和高Q值電感均為繞線(xiàn)式。其次，可以選擇多層陶瓷電感，多層片式電容廠(chǎng)商也提供這種產(chǎn)品。盡管如此，有些設計者還是在不得已的情況下選擇了螺線(xiàn)電感。計算平面螺旋電感的標準公式通常采用惠勒公式10：　 

　　式中，a為線(xiàn)圈的平均半徑，單位為英寸;n為匝數;c為線(xiàn)圈磁芯的寬度(rOUTER - rINNER)，單位為英寸。當線(xiàn)圈的c > 0.2a時(shí)11，該計算方法的精度在5%之內。

　　可以使用方形、六角形或其它形狀的單層螺旋電感?？梢哉业椒浅：玫慕品椒?，對集成電路晶圓上的平面電感進(jìn)行建模。為了達到這一目的，對標準惠勒公式進(jìn)行修改，得到非常適合小尺寸及方形規格的平面電感估算方法12。

　　式中，ρ為充填比： 

　　避免使用這種電感的原因有很多，它們通常受空間限制而導致電感值減小。避免使用平面電感的主要原因是受限制的幾何尺寸，以及對臨界尺寸的控制較差，從而無(wú)法預測電感值。此外，PCB生產(chǎn)過(guò)程中很難控制實(shí)際電感值，電感還會(huì )將噪聲耦合到電路的其它部分的趨向(參見(jiàn)上文中的引線(xiàn)耦合部分)。

　　總而言之，應該：

　　避免使用平面走線(xiàn)電感。

　　盡量使用繞線(xiàn)片式電感。

　　總結

　　如上所述，幾種常見(jiàn)的PCB布局陷阱會(huì )造成ISM-RF設計問(wèn)題。然而，注意電路的非理想特性，您完全可避免這些缺陷。補償這些不希望的影響需要適當處理表面上無(wú)關(guān)緊要的事項，例如元件方向、走線(xiàn)長(cháng)度、過(guò)孔布置，以及接地區域的用法。遵守以上的指導原則，您可明顯節省浪費在修正錯誤方面的時(shí)間和金錢(qián)。