通用RF器件的鄰道泄漏比ACLR的來(lái)源與計算

ACLR/IMD模型

為了了解RF器件的ACLR來(lái)源可以對寬帶載波頻譜進(jìn)行模擬，相當于獨立的CW副載波集合。每個(gè)副載波都會(huì )攜帶一部分總的載波功率。下圖所示就是這樣一個(gè)模型，連續RF載波由四個(gè)單獨的CW副載波模擬，每個(gè)副載波的功率為總載波功率的四分之一。副載波以相同的間隔均勻地分布于整個(gè)載波帶寬內。

圖1中的綠線(xiàn)從左到右分別是副載波1、2、3和4。如果我們只考察左邊的兩個(gè)副載波(1和2)，可以考慮RF器件中的任意IMD3失真引起的三階IMD分量。三階失真表現為這兩個(gè)副載波兩側的低電平副載波，兩個(gè)“綠色”副載波左邊的第一個(gè)“紅色”失真分量是這兩個(gè)副載波的IMD3失真結果。

來(lái)自副載波1和3的IMD3分量在與載波1間距相同的頻率處具有IMD3失真分量。這在載波頻譜的左邊產(chǎn)生第二個(gè)“紅色” IM分量。同樣，來(lái)自副載波1和4的IMD3生成的失真分量距離載波邊緣更遠。

注意這里還存在其它的IMD分量。副載波2和4產(chǎn)生的IM3分量直接疊加在副載波1和2產(chǎn)生的IMD分量上。這一累加效應會(huì )使距離RF載波邊緣較近的IMD分量的幅值比距離RF載波邊緣較遠的IMD分量高，產(chǎn)生ACLR失真頻譜中的“肩”特性。Leffel發(fā)表的一篇論文詳細描述了來(lái)自多個(gè)副載波的IMD分量的這種累加。

這種方法可以定量地預測單獨的IMD3失真分量的實(shí)際電平。通過(guò)增加模型中所使用的單獨的副載波的數量可以增加模型的精度。多個(gè)寬帶載波的ACLR性能與該模型中的ACLR非常像，模型中每個(gè)單獨的寬帶載波占據總的寬帶載波帶寬的一部分。在寬帶載波的相鄰部分，鄰近最后一個(gè)載波的單載波的ACLR處于IMD3引起的失真響應的高肩位置。這導致多載波情形的ACLR比單載波系統的ACLR差得多。再次說(shuō)明，這一結果可以量化后用以精確預測單寬帶載波或多寬帶載波的ACLR性能。這種基本方法只通過(guò)OIP3參數來(lái)預測RF器件的ACLR性能。

基本關(guān)系

器件的三階互調分量和三階交調截點(diǎn)之間的關(guān)系如下所示：

IMD3=(3×Pm)-(2×OIP3)

其中， Pm=雙音測試例子中的每個(gè)單音功率，IMD3=三階IM3，以dBm為單位，表示絕對功率，OIP3=三階交調截點(diǎn)，表示絕對功率。

為了方便，可將該公式重寫(xiě)為相對IMD3，即與功率電平(P)有關(guān)的IM3性能。

IMD3=2×(Pm-OIP3)

其中， Pm=雙音測試例子中的每個(gè)單音功率，IMD3=三階IM3，以dBc為單位，表示相對功率，OIP3=三階交調截點(diǎn)，表示絕對功率 。

例1：以總輸出功率(Ptot)為+30dBm，OIP3為+45dBm的功率放大器(PA)為例。這樣一個(gè)PA的相對IMD3可利用上述公式推導得出。但是，IM3雙音測試中每個(gè)單音的輸出功率比PA的總輸出功率低3dB，即每個(gè)單音+27dBm。所以利用這些值來(lái)計算該PA的IMD3：

Ptot=+30dBm (PA的總輸出功率)

Pm=(+30dBm-3dB)=+27dBm每個(gè)單音

OIP3=+45dBm

IMD3=2×(27-45)=-36dBc

ACLR與IMD3的關(guān)系

寬帶載波的ACLR通過(guò)一個(gè)校正因數與雙音IMD3性能相關(guān)。該校正的存在是由于IMD3性能造成了ACLR性能惡化。這種惡化來(lái)源于由擴頻載波的頻譜密度組成的各種互調分量的影響。ACLR與IMD3的有效關(guān)系如下所示：

ACLRn=IMD3+Cn

我們可以將IMD3和ACLRn的上述關(guān)系式合并為一個(gè)統一的表達式，由RF器件的基本性能參數來(lái)推導多個(gè)擴頻載波的ACLR。

ACLRn=(2×[(P-3)-(OIP3)])+(Cn)

其中， Ptot=所有載波的總輸出功率，以dBm為單位，OIP3=器件的OIP3，以dBm為單位，ACLRn=n 載波的ACLR , 以dBc為單位，Cn=上述表中的值。

例2：重復上述例子，現假設功率放大器必須產(chǎn)生四個(gè)載波，功率均為250mW，總輸出功率為1W。

P/載波=+24dBm

Ptot=+30dBm，總功率

OIP3=+45dBm

ACLRn=2×((30-3)-(45))+12

ACLRn=-36dBc+12dB

ACLRn=-24dBc

重新整理該公式可推導出要得到期望的ACLR所需的OIP3。重新改寫(xiě)后的公式如下：

OIP3=0.5×([2×(P-3)]-[ACLRn]+[Cn])

其中， P=所有載波的總輸出功率，以dBm為單位，OIP3=器件的OIP3，以dBm為單位，ACLRn=n 載波的ACLR , 以dBc為單位，Cn=上述表中的值。

例3：重復上述例子，現假設該功率放大器的四載波ACLR期望值是-50dBc。

P/載波=+24dBm

Ptot=+30dBm，總功率

ACLRn=-50dBc

OIP3=0.5×([2×(30-3)]-[-45]+[12])

OIP3=+55.5dBm

結論

通用RF器件的載波功率電平、OIP3指標和單載波/多載波ACLR性能之間的關(guān)系已推導得出。該關(guān)系適用于性能受三階失真分量影響的RF器件。包括許多通用的RF器件，但是驅動(dòng)不能太接近飽和電平。通過(guò)觀(guān)察，該模型對ACLR的預測精度接近±2dB。