鋰離子電池管理芯片的研究及其低功耗設計 — 模擬電路的低功耗設計方法

2.2.2模擬電路的低功耗設計方法

1弱反型區/亞閾值區電路

傳統的模擬電路中，MOS管工作在強反型區也意味著(zhù)需要更多的功耗，在低功耗設計中可以將工作區域進(jìn)行拓展，以求得功耗和面積之間的平衡。其中，研究得較多 的是MOS管工作在亞閾值區（Sub-threshold Region）或弱反型（Weak I nversion，WI）區的電路。當增強型MOS管在低于閾值電壓工作時(shí)，溝道漏電流并不為零，而是存在一個(gè)亞閾值電流，此時(shí)器件處于弱反型狀態(tài)。

首先，來(lái)推導MOS管的弱反型電流模型。通常，偏置在弱反型的MOS管中，漏電流I_D主要由擴散電流決定，它和PN結中少子的熱激發(fā)相關(guān)，因此電流值也和襯底溫度密切有關(guān)。此時(shí)，I_D可以用端電壓的形式導出：



其中，可令為耗盡層電容，在現代CMOS工藝中，k的值在0.6到0.8之間，通常取k=0.7，n為亞閾值因子?？梢钥闯?，I_D與溝道電壓呈指數關(guān)系。在式（2.2.21）和（2.2.22）中，有



其中，V T0為本征閾值電壓。在式（2.2.22）中，定義



從上式知，I_D0以指數形式依賴(lài)于V_G，設計中很難控制。所以，要將MOS管偏置在弱反型區，通常采用固定的漏電流I D而不是固定的柵壓V_G。

接下來(lái)，討論弱反型MOS管的飽和電壓特性。當V_DS>4U_T或5U_T時(shí)，由式（2.2.21）得



可認為在弱反型區的飽和電壓為



在常溫下，式（2.2.26）中規范的V_DS（sat）約為100mV，因此在極低的電源電壓下，即使采用cascaded結構，弱反型區電路仍然能夠獲得足夠的擺幅，并且功耗極低。

而由漏電流方程，很容易推導出弱反型區MOS管的跨導為



由 式（2.2.27）知，和工作在強反型區的MOS管不同，弱反型MOS管的跨導只與工作電流成線(xiàn)性關(guān)系。在給定的容性負載下，跨導直接影響著(zhù)器件的最小噪 聲、驅動(dòng)能力和帶寬，所以可以使MOS管工作在弱反型區，來(lái)獲得給定電流下的跨導最大值。這些優(yōu)點(diǎn)，在低電壓低功耗設計中非常具有吸引力。

但是將MOS管偏置在弱反型區，需要較高的W/L，則意味著(zhù)較大的電容、較大的器件面積。另外，亞閾值電路中還有一些實(shí)際問(wèn)題需要考慮。

一是噪聲對電路功耗有限制。如圖2.2.3所示的帶有源負載的OPA中，輸入級工作在弱反型區時(shí)，由于g_m =I/（nU_T）則由式（2.2.9）和式（2.2.13）決定的DR GBW值將與V_GS-V_TH無(wú)關(guān)。因此，作為跟隨器時(shí)，OPA所需要的最小功耗滿(mǎn)足



另外，還需要考慮精度對功耗的影響。MOS管工作在弱反型區，gm/I_D值較大，式（2.2.16）則變?yōu)?br />


式（2.2.29）可以看出，由于弱反型MOS管有較大的電流失配，并不適合用在電流信號電路如電流鏡中，但在電壓信號處理電路如差分對中，失調達到最小，僅由閾值電壓失配決定，即能實(shí)現最佳精度。

考慮到單端輸入，工作在弱反型區的器件，增益帶寬積為



式（2.2.31）給出了弱反型區器件的功耗-速度-精度的關(guān)系式，同樣在更復雜的電路形式中，上式仍然適用。

2電流模式電路

電 流模式（Current-mode circuit）CMOS電路自1983年首次提出后，日益受到重視。所謂的電流模式電路，是指選用電流而不是電壓為電路中的信號變量，并通過(guò)處理電流變 量來(lái)決定電路的性能，即前面提到的電流信號處理電路。和電壓模式電路相反，電流信號源具有高輸出阻抗，所以要求負載阻抗低，電路中關(guān)鍵節點(diǎn)阻抗低。在低壓 低功耗應用中，電流模式電路的這些特點(diǎn)有廣闊的應用前景。

首先，可以在保證性能的前提下，通過(guò)進(jìn)一步降低電源電壓來(lái)實(shí)現低功耗。

不管是連續時(shí)間系統還是離散時(shí)間系統中，電流、電壓模式電路中與動(dòng)態(tài)范圍相關(guān)的功耗滿(mǎn)足下式



式（2.2.32）中可見(jiàn)，為了維持同樣的DR*GBW值，當電源電壓降低時(shí)，電壓模式電路中需要消耗比電流模式電路更多的功率。另外，電流模式電路的電壓擺幅低，這都說(shuō)明了在低功耗設計中，電流模式電路更容易滿(mǎn)足低電壓要求。

其次，電流模式電路更容易滿(mǎn)足速度的要求。如式（2.2.18）說(shuō)明，器件的工作速度、帶寬與節點(diǎn)電容成反比，而電流模式電路的低電容節點(diǎn)保證了有更快的充放電速度，因此有望能夠在高頻高速場(chǎng)合中獲得應用。

最后，電流模式電路顯然更容易實(shí)現基于電流信號的運算。模擬電路中許多基本的運算功能，如加、減、乘、積分等，用電流模式電路實(shí)現要比電壓模式電路簡(jiǎn)單。比如，在一個(gè)低阻抗節點(diǎn)就可以完成電流信號的加或減運算。

3浮柵技術(shù)

浮柵（Floating Gate，FG）技術(shù)是另一個(gè)用于減輕模擬電路對電源電壓要求的方法。幾十年來(lái)，FG MOS管被用在數字EPROM或EEPROM中，近年來(lái)有一些文獻介紹了FG MOS管在模擬電路中的應用。

圖2.2.4給出了一個(gè)多輸入的FG MOS管電路結構模型。由圖可見(jiàn)，FG MOS管的浮柵類(lèi)似于傳統MOS管的柵極，但是浮柵電壓V_FG不是被直接控制，而是通過(guò)電容耦合由控制柵極決定。



如果是兩輸入結構的FGMOS管，其中的一個(gè)柵極被稱(chēng)為偏置柵極，加上較高的直流偏置電壓V B；另一個(gè)加上信號則被稱(chēng)為信號柵極，則MOS管的等效閾值電壓為



式中，k 1 =C G1 /C TOPAL，k₂=C_G2/C_TOPAL，其中C_G1、C_G2分 別是浮柵和控制柵間的電容，C TOPAL則是圖2.2.4中所示電容總和。FG MOS管的一個(gè)突出優(yōu)點(diǎn)是浮柵和其它節點(diǎn)的電隔離十分理想，所以電荷能夠穩定存在，甚至能長(cháng)達數年。適當改變浮柵上的靜電荷數量，即選擇適當的k 1和k 2值，由式（2.2.33）可知，控制柵極上的等效閾值電壓可以降低，從而得到一個(gè)低V_TH的MOS管，可用于低壓模擬電路中。

明 顯地，這項技術(shù)需要制作浮柵，工藝較為復雜，常規工藝下無(wú)法實(shí)現；另外，FG MOS管的輸出阻抗較低，因此也只適合用于低增益電路結構。事實(shí)上，FG MOS技術(shù)應用于低壓模擬電路的設計，還正處于實(shí)驗階段，如FG CMOS模擬微調（trimming）電路、神經(jīng)網(wǎng)絡(luò )元件、乘法器、D/A轉換器和放大器等。

4體驅動(dòng)MOS管技術(shù)

體 驅動(dòng)或襯底驅動(dòng)MOS管（Bulk-driven or Body-driven MOSFET）技術(shù)是由A. Guzinski等于1987年首次提出的，起初是用作OPA差分輸入級中的有源元件，目的是降低g m以提高線(xiàn)性度。為了滿(mǎn)足低電源電壓要求，文獻[72]利用體驅動(dòng)MOS管的耗盡特性，設計了一個(gè)具有rail-to-rail共模輸入范圍的1V運放。 體驅動(dòng)技術(shù)只能用于阱內的MOS管，如圖2.2.5所示，可以等效為一個(gè)結型場(chǎng)效應管。



傳統MOS管中，漏電流I_D受到柵源電壓V_GS控制；阱源電壓也會(huì )影響I_D，但只是一個(gè)寄生效應，可用體跨導g_mb表征。但是如圖2.2.5所示，如果將V_GS固定為一個(gè)能使MOS管導通的直流偏壓V_B，信號施加在阱（也被稱(chēng)為體柵極）上時(shí)，將得到一個(gè)類(lèi)似于JFET.具體地講，就是利用襯偏效應調節M(mǎn)OS管的閾值電壓V_TH，從而達到控制電流I_D變化的目的。

體驅動(dòng)MOS管應用于低壓模擬電路設計，主要基于以下優(yōu)點(diǎn)：

第 一，它作為一個(gè)耗盡型器件工作，所加的偏壓可為負、零或是一個(gè)很小的正值。這對于電路中器件的閾值電壓V TH將不再有特殊要求，在低壓下電壓擺幅也可以提高，因此工作電壓也幾乎可以下降到極限（對于V TH≈0.8V的器件，最小的工作電壓甚至可為0.9V）。第二，基于較大的電壓開(kāi)/關(guān)比，可利用常規的前柵極來(lái)調節體驅動(dòng)MOS管。

當然，體驅動(dòng)MOS管還有一些缺點(diǎn)不容忽略：首先，從本質(zhì)上，體驅動(dòng)管的體跨導g mb低于常規MOS管的g_m（g_mb/ g_m值 通常在0.2～0.4），因此GBW低，頻率響應低，相應放大器的輸入噪聲也比常規放大器的高；其次，體驅動(dòng)管的極性與制造工藝密切相關(guān)，如在P阱工藝 中，只能制得N型體驅動(dòng)MOS管，所以一般不適合用作CMOS電路結構；再者，在不同的阱中制作體驅動(dòng)MOS管，必須將阱隔離；還有，寄生BJT容易導 通，易產(chǎn)生閂鎖（latch-up）效應。

5方案比上面提出的有望在低壓場(chǎng)合獲得應用的低功耗技術(shù)，并不是可以無(wú)條件的選擇使用，還要根 據設計要求及所用工藝條件來(lái)判別，表2.1列出了這幾種技術(shù)的性能比較。實(shí)際的模擬電路設計中，可以選擇其中一種合適的方案進(jìn)行功耗優(yōu)化；甚至還可以根據 應用特點(diǎn)，將幾種方案有機組合運用。



2.3數?；旌想娐返牡凸脑O計

鑒于越來(lái)越多的混合信號系統的出現，將數字電路和模擬電路分開(kāi)考慮的低功耗設計也受到了挑戰?？梢灶A見(jiàn)的是，如果將混合信號電路作為一個(gè)整體，在按傳統方法對數字和模擬部分分別進(jìn)行功耗優(yōu)化后，再進(jìn)行統一的功耗管理，難度將更大，但功耗優(yōu)化的效果也將更明顯。

從 前面的討論可知，在靜態(tài)下數字電路所消耗的功率較小，但是模擬電路為了實(shí)現正常的性能需要足夠大的工作電流，具有相對高的靜態(tài)功耗?；旌闲盘栂到y中，如果 控制暫時(shí)不工作、也不影響整個(gè)系統輸出的模擬電路模塊，通過(guò)犧牲一定的性能來(lái)?yè)Q取功耗的降低，則整個(gè)系統的靜態(tài)功耗將顯著(zhù)減小。這種控制信號可以分為兩 種：一種是外加的數字信號，可以人為地控制模擬電路的工作；另一種則是由內部數字模塊產(chǎn)生，并可以自動(dòng)控制。顯然，后者更簡(jiǎn)單靈活。圖2.3.1給出了混 合信號系統中，由內部數字信號控制模擬電路降低功耗的拓樸圖。



從 圖2.3.1可以看出，和傳統的混合信號電路相比，系統中僅僅增加了一個(gè)控制信號產(chǎn)生電路（Control Signal Generator）和一個(gè)開(kāi)關(guān)（Switch），結構簡(jiǎn)單。電路工作原理如下：利用數字模塊中的內部信號產(chǎn)生一個(gè)控制信號，并通過(guò)一個(gè)開(kāi)關(guān)電路有效地控 制不需要工作的模擬電路模塊。圖2.3.1的另一個(gè)優(yōu)點(diǎn)是電路兼容性好，即可以在不改變原有系統的情況下，增加一些開(kāi)關(guān)和控制信號實(shí)現低功耗。更突出的 是，原先將模擬電路和數字電路中分開(kāi)考慮的功耗優(yōu)化方法仍然適用。

圖2.3.1所示的功耗優(yōu)化是數?；旌闲盘栂到y的動(dòng)態(tài)功耗管理，可以通過(guò)不同的途徑實(shí)現。一種是可以借鑒數字電路中的門(mén)控時(shí)鐘技術(shù)。對于時(shí)鐘控制的硬件單元，將其響應不影響性能的電路工作頻率降低，將能夠節省電路功耗。

由 于這種門(mén)控時(shí)鐘技術(shù)是一種很普遍的數字電路功耗管理方法，所以應用于模擬電路中難度并不大，但是它也只適用于動(dòng)態(tài)模擬電路。還要強調的是，時(shí)鐘門(mén)控不能消 除功耗，如果是本地時(shí)鐘門(mén)控或者時(shí)鐘產(chǎn)生電路一直是工作的，那么時(shí)鐘電路仍然有動(dòng)態(tài)功耗，而且即使時(shí)鐘信號全部暫停，也不能避免泄漏電流所產(chǎn)生的功耗。因 此，如果要達到最小功耗的目標，用這種門(mén)控時(shí)鐘的方法不一定能實(shí)現。另一種方法是，將處于空閑狀態(tài)的電路電源簡(jiǎn)單關(guān)斷，理論上則能夠徹底消除電路的功耗。 這種方法適用面寬，如果采用內部數字信號則實(shí)現相對簡(jiǎn)單，并且對數字電路和模擬電路都有效。但是，這種方法需要重點(diǎn)解決以下問(wèn)題：

① 控制信號的設置。由于可以采用內部數字信號，因此需要決定是否關(guān)斷電路、何時(shí)關(guān)斷、關(guān)斷多久，即動(dòng)態(tài)功耗管理策略將是研究的重點(diǎn)和難點(diǎn)。如何將數字電路的 低功耗設計方法擴展到整個(gè)混合信號系統中，這方面文獻報道較鮮見(jiàn)。而且，所增加的控制信號產(chǎn)生電路會(huì )有額外的功耗，而且其輸出不能夠影響電路的正常工作， 這些在設計時(shí)都需要考慮。

②開(kāi)關(guān)電路的實(shí)現。開(kāi)關(guān)電路可以切斷電源到模擬模塊，或者從模擬模塊到地的電流通路。開(kāi)關(guān)電路的形式有多種，在 數字電路中，可以在輸入端加入鎖存器，來(lái)產(chǎn)生使能信號；而在模擬電路中，提出了所謂系統級的電流控制方法，即設計一個(gè)系統級的電流源，在系統啟動(dòng)時(shí)工作， 將由它產(chǎn)生的電流源/沉配送給系統中的分布式電流源/沉，然后再進(jìn)一步再生和擴展成為模擬電路所需要的電流源/沉。數字電路控制信號通過(guò)控制分布式電流源 /沉的開(kāi)關(guān)狀態(tài)，來(lái)控制模擬電路的工作與否。這種系統級電流使能控制電路，不僅增加了電路設計的復雜度和難度，還給數字控制電路提出了更高的要求，僅僅適 用于多種功耗模式的管理系統。

如果采用單個(gè)MOS管充當簡(jiǎn)單的開(kāi)關(guān)電路，它可以作為一個(gè)電流勢壘，由數字電路控制來(lái)控制模擬電路進(jìn)入不工作的狀態(tài)。并且，開(kāi)關(guān)管是在原有模擬電路加上的，能節省附加電路所引起的功耗，因此對于功耗模式較少的系統，單MOS控制管則是一種簡(jiǎn)便有效的方法。

總之，在數?；旌想娐分?，在將數字電路和模擬電路分別進(jìn)行低功耗設計的前提下，再根據負載、電源等，由內部數字電路產(chǎn)生控制信號，靈活地關(guān)斷不工作的模擬電路模塊，將有效地節省混合信號系統功耗。

2.4小結本章對數?；旌想娐返凸乃婕暗姆椒ㄟM(jìn)行了討論和研究。

在 傳統的低功耗設計中，均將數字電路和模擬電路分別考慮。從數字電路中基本的功耗方程出發(fā)，總結了影響電路功耗的四個(gè)主要因素；從電路設計的角度，重點(diǎn)討論 了系統結構級、寄存器傳輸級、邏輯/門(mén)級、版圖級的數字電路低功耗設計方法。對模擬電路實(shí)現低功耗的基本限制條件作了討論；分析了設計時(shí)所遇到的實(shí)際限制 條件，并進(jìn)行了數學(xué)推導，給出了噪聲決定的功耗和精度決定的功耗表達式；總結了四種低壓低功耗模擬電路方法，并對亞閾值電路和電流模式電路中，與噪聲和精 度相關(guān)的功耗進(jìn)行了數學(xué)描述，分析比較了四種方案的適用性。

提出了將數字電路和模擬電路協(xié)同考慮的數?；旌想娐返凸耐貥?；提出了在按傳統方法對兩部分分別進(jìn)行功耗優(yōu)化后，再將數字電路的動(dòng)態(tài)功耗管理技術(shù)推廣到整個(gè)混合信號系統，控制關(guān)斷不需要工作的模擬電路模塊；并對控制信號產(chǎn)生電路和開(kāi)關(guān)電路作了分析討論。

本章是以下各章研究的理論基礎。