鋰離子電池管理芯片的研究及其低功耗設計 — 鋰離子電池管理芯片的電路實(shí)現 (二)

4.2.2振蕩器

1電路結構

延時(shí)電路設計中，一個(gè)重要的部分便是振蕩器。電池管理芯片中的振蕩器，必須能在較寬的工作電壓范圍（1.5V~8V）內、在各種工藝和使用條件下輸出頻率相對穩定的時(shí)鐘信號，而且電流消耗要足夠低。除負載短路外，電池產(chǎn)生過(guò)充電、過(guò)放電和過(guò)流等意外情況發(fā)生后，允許存在的時(shí)間均在ms級；又考慮到延時(shí)時(shí)間參數的設置和頻率對功耗以及亞閾值電 路的影響，振蕩器的頻率設為2kHz.振蕩器結構中，RC振蕩器是常見(jiàn)的一種，其輸出頻率受閾值電壓影響較小，但是受電源電壓影響較大；Relax振蕩器是另一種常見(jiàn)結構，其結構簡(jiǎn)單，輸出頻率受電源電壓變化影響較小，但是在電容放電時(shí)，存在從電源到地的通路，因此并不適合在低功耗場(chǎng)合使用。而環(huán)形振蕩器結構簡(jiǎn)單，通過(guò)改進(jìn)易于實(shí)現低電流消耗，所以本文設計了一個(gè)環(huán)形結構的振蕩器，電路如圖4.2.13所示。

圖 4.2.13中，偏置電路通過(guò)B2端給NMOS提供柵級電壓，即給振蕩器提供了電流源I CTRL；POWERDB信號由邏輯控制電路輸出，正常情況下為低電平，當電池電壓降低到一設定值時(shí)，系統進(jìn)入Power Down狀態(tài)，POWERDB將變?yōu)楦唠娖?，此時(shí)振蕩器輸出為零。

正常工作時(shí)，振蕩器的等效電路如圖4.2.14所示。在正常情況下，振蕩器由5個(gè)電流源負載反相器和2個(gè)推挽反相器組成，反相器數目為奇數，所以振蕩器振蕩，輸出一對頻率相同、相位相反的矩形波CLK和CLKB.從圖4.2.13可知，第5個(gè)電流源負載反相器中，負載電容是或非門(mén)的輸入柵極電容，該電容很 小，因此該反相器的上升延時(shí)和下降延時(shí)很短。同樣，推挽反相器的上升延時(shí)和下降延時(shí)通常在ns級，對于低頻振蕩器也可以忽略。所以，振蕩周期主要由前四個(gè)電流源負載反相器的上升延時(shí)和下降延時(shí)來(lái)決定?？蓪⑶八膫€(gè)電流源反相器視為延時(shí)單元，如圖4.2.14（b）所示。在估算振蕩器的振蕩周期時(shí)，只需要考慮 延時(shí)單元。

顯然，延時(shí)單元的上升延時(shí)和下降延時(shí)，與其充放電速率及負載電容C_L相關(guān)。由圖4.2.14（b）可知，當輸入V_IN變?yōu)楦唠娖綍r(shí)，PMOS管關(guān)斷，電容C_L開(kāi)始恒流放電，V_OUT電平將下降至使下一級PMOS管導通。將這期間所經(jīng)歷的時(shí)間計為下降延時(shí)t_PHL，有

式中，V_THP為PMOS閾值電壓。反之，電容C_L充電時(shí)，V_OUT由低電平將上升至下級PMOS管關(guān)斷，所經(jīng)歷的時(shí)間定義為上升延時(shí)t_PLH。由圖4.2.15的上升延時(shí)近似計算圖可以近似求出t_PLH為

式中，gmp為PMOS管的跨導。一般地，C_L取2pF左右，提高電源電壓和增大PMOS管的寬長(cháng)比可以增大g_mp，從而減小上升延時(shí)。和下降延時(shí)相比，上升延時(shí)較小，估算時(shí)可以忽略不計。

因此，振蕩頻率f_OSC可以表示為

式中，N為電流源負載反相器數目，此處有N=4.由式（4.2.3）可知，在不考慮工藝容差和負載電容值偏移情況下，振蕩頻率誤差主要由電流源所提供的電流穩定性所決定，所以振蕩器希望電流源是一個(gè)理想的恒流源，并且有很高的電源電壓抑制比。

2振蕩頻率誤差因素而在實(shí)際應用中，并不存在理想的恒流源，偏置電路提供的輸出電流I_CTRL和電源電壓的關(guān)系，可由圖4.2.16所示的線(xiàn)性化模型來(lái)表征。

圖4.2.16中，當電源電壓在1.5V到8V之間變化時(shí)，I_CTRL近似線(xiàn)性上升。（4.2.3）式則可變?yōu)?/p>

式（4.2.4）中，k是斜率，單位為歐姆。式（4.2.4）表征了振蕩器的振蕩頻率與電源電壓V DD、|V_THP|及C_L之間的函數關(guān)系。下面討論各因素變化對輸出頻率穩定性的影響：
當VDD固定不變時(shí)，|V_YHP|變化時(shí)，對（4.2.4）兩邊求導有

當|V_YHP|固定不變時(shí)，VDD變化時(shí)，對（4.2.4）兩邊求導有

當溫度變化時(shí)，其他參數不變，溫度升高時(shí)，振蕩頻率上升，反之下降。溫度變化時(shí)，振蕩頻率變化主要是PMOS管的閾值電壓隨溫度變化。由于閾值電壓與溫度之間的關(guān)系很復雜，所以通過(guò)模擬來(lái)確定溫度與振蕩頻率之間的關(guān)系。

模擬結果表明，溫度變化，其他參數不變時(shí)，振蕩頻率隨溫度近似線(xiàn)性上升，估算時(shí)?。?Delta;f_osc/T）≈7Hz/℃。

當電容C變化，其他參數不變時(shí)，對（4.2.4）式兩邊求導有：




由（4.2.8）式可知，振蕩頻率誤差也與振蕩頻率值有關(guān)。降低振蕩頻率，將在一定程度上減小振蕩頻率誤差。對于給定的振蕩頻率，要想減小振蕩頻率誤差，從根本上應使偏置電路的輸出電路更接近恒流。

3波形及噪聲考慮

同一頻率的周期矩形波和方波信號頻譜中，諧波的幅度以1/n規律收斂。方波的偶次諧波落在頻譜包絡(luò )線(xiàn)的零值點(diǎn)上，所以它的頻譜只包含基波和奇次諧波分量，所以和同一振蕩頻率的矩形波相比，方波具有最小的諧波失真（THD），即有



設計時(shí)調整C1的電容使得輸出波形CLK和CLKB接近方波。
時(shí)鐘抖動(dòng)和相位噪聲描述的是同一現象，都指的是振蕩器輸出的不確定性。

兩者不同之處在于時(shí)鐘抖動(dòng)描述輸出時(shí)域的不確定性，而相位噪聲則描述輸出頻域的不確定性。

開(kāi)環(huán)系統中，絕對時(shí)鐘抖動(dòng)與測量間隔的平方根成正比，如下式所示



式 中k為比例系數，T為測量間隔。在鋰離子電池管理芯片中，由于振蕩器作用于計數器的時(shí)間間隔固定（等于3Tosc、5Tosc、7Tosc、 12Tosc），而且系統延時(shí)容許的誤差遠遠大于測量間隔期間的絕對時(shí)鐘抖動(dòng)，故振蕩器對相位噪聲沒(méi)有嚴格的要求，盡管如此，設計中還是采取了一些措施來(lái) 減小相位噪聲。

研究表明，低頻電源噪聲和高頻襯底耦合噪聲對環(huán)形振蕩器的相位噪聲影響最大，所以要盡量減小電源噪聲和襯底耦合噪聲。而圖 4.2.13所示的電路中，延時(shí)單元的負載電容不接地而接電源電壓即是為此目的。從NMOS管的源極看進(jìn)去，NMOS和C L組成低通濾波器，能夠有效濾除數字電路的開(kāi)、關(guān)通過(guò)襯底引入振蕩器的高頻噪聲。

同時(shí)，根據線(xiàn)性時(shí)變模型（LTV）的研究可知，不對稱(chēng)的上升和下降沿將增加1/f³角頻率，從而增大相位噪聲和時(shí)鐘抖動(dòng)，使得THD變大。1/f³角頻率隨著(zhù)振蕩器的級數增大而減小，因此設計時(shí)振蕩器采用七級反相器，既可以減小1/f³角頻率、減小THD，同時(shí)有利于產(chǎn)品的系列化。