Ku / Ka雙頻共孔徑微帶陣列天線(xiàn)設計

1引言

隨著(zhù)星載雷達系統的不斷發(fā)展，對天線(xiàn)性能的要求也不斷提高，星載天線(xiàn)的雙頻雙極化(DFDP)已是發(fā)展的趨勢所在。Pozar指出,未來(lái)天基雷達系統將要求其天線(xiàn)子系統具備上述性能的同時(shí)且采用共孔徑結構,這使得對DFDP共孔徑天線(xiàn)的需求日趨緊迫。在公開(kāi)文獻中,已有多種形式的DFDP共孔徑微帶天線(xiàn)研究成果報道。都運用了在工作于低頻段的方形貼片上開(kāi)孔的方法,將工作于高頻段的方形貼片天線(xiàn)置于低頻段開(kāi)孔處下方,分別構成了L/C雙頻段和L/X雙頻段的共孔徑DFDP微帶陣列。給出了微帶貼片天線(xiàn)和印刷縫隙天線(xiàn)交錯放置形成的一個(gè)C/X雙頻段共孔徑DFDP微帶陣列;給出了交錯放置的微帶貼片天線(xiàn)和印刷偶極子形成的一個(gè)S/X雙頻段共孔徑DFDP微帶陣列。和中所采用的交錯放置結構能適合更一般的頻率比。本文提出的共孔徑天線(xiàn)由Ku頻段十字形微帶縫隙和Ka頻段方形微帶貼片組成。Ku頻段十字縫隙置于Ka頻段貼片單元的下方空隙處，縫隙長(cháng)度可以調節，因此能適用于一定范圍的頻率比。下文將詳細介紹這種天線(xiàn)的設計、結構和仿真結果，以及設計中遇到的問(wèn)題和解決辦法。

2DFDP天線(xiàn)設計

拋物柱形反射面天線(xiàn)的性能對饋源的位置十分敏感，若雙頻段饋源其中一個(gè)偏離拋物柱反射面的焦線(xiàn)，難以做到兩個(gè)頻段天線(xiàn)的波束指向一致。將兩個(gè)頻段的天線(xiàn)共孔徑放置,便可解決這一問(wèn)題,因此需要找到合適的結構將兩個(gè)頻段天線(xiàn)整合在同一套結構中。本文提出的天線(xiàn)結構如圖1所示，兩個(gè)頻段的天線(xiàn)在不同層共孔徑放置，上層的貼片不遮擋下層的十字縫且須相隔一定距離。兩個(gè)頻段天線(xiàn)共孔徑放置將會(huì )相互影響,為了避免這種影響使方向圖的對稱(chēng)性變差，設計中Ku頻段十字縫隙和Ka頻段微帶貼片的分布須遵照圖1(b)所示的對稱(chēng)原則。圖中十字縫隙和微帶貼片均關(guān)于X軸對稱(chēng)分布，左、右十字縫隙恰好對應放置在左、右四個(gè)貼片的中央。

(a)側視圖

(b)俯視圖

圖1Ku/KaDFDP共孔徑微帶饋源單元

共孔徑天線(xiàn)在Ku和Ka頻段中心頻率分別為13.6GHz和35.5GHz。天線(xiàn)主波束沿著(zhù)反射面軸向(圖1(b)中X方向)需要掃描，掃描角范圍為,該方向的每個(gè)陣元均獨立饋電以進(jìn)行幅相加權。根據陣列天線(xiàn)基本理論，在Ku和Ka頻段避免柵瓣的陣元間距分別為: =17mm, =6.53mm,綜合考慮一定工作帶寬和結構嵌套后選取的陣元間距為:=13mm, =6.5mm。因Ka頻段所選取的陣元間距很小，致使雙極化的饋電網(wǎng)絡(luò )無(wú)法布下，Ka頻段目前只實(shí)現單極化。在垂直于反射面焦軸的方向上,Ku波段陣元由兩個(gè)十字縫隙組成，Ka波段陣元由四個(gè)微帶貼片組成?？紤]到高頻段加工誤差對天線(xiàn)性能的影響非常明顯，暫時(shí)未采用可實(shí)現寬帶的多層結構。

圖1(b)中，Ku頻段縫隙天線(xiàn)沿X和Y指向的縫隙遠區輻射場(chǎng)分別為水平和垂直極化。Ku頻段陣元采用倒置微帶線(xiàn)饋電，饋電網(wǎng)絡(luò )位于開(kāi)槽金屬面下方降低了饋線(xiàn)的寄生輻射。水平極化饋電網(wǎng)絡(luò )運用了倒相饋電技術(shù)[5],圖中一分二功分網(wǎng)絡(luò )總口到兩個(gè)分端口的波程相差(為介質(zhì)波長(cháng))。

由于Ku頻段水平極化饋電網(wǎng)絡(luò )不對稱(chēng)，導致在一個(gè)陣元的水平上無(wú)法實(shí)現該極化遠場(chǎng)方向圖的對稱(chēng)，因此必須在陣元之間找到一種合理的排列[5]，使方向圖對稱(chēng)和提高交叉極化電平。對各種排列方式的仿真結果表明圖2(a)所示的排列方式方向圖對稱(chēng)性好且交叉極化電平較低。同樣對Ka頻段各種排列方式進(jìn)行仿真后發(fā)現，圖2(b)所示的排列方式方向圖較好。

(a)Ku頻段

(b)Ka頻段

圖2Ku、Ka頻段陣元之間的排列方式

3DFDP天線(xiàn)陣列的仿真結果

仿真設計時(shí)，首先利用HFSS軟件分別建立Ku、Ka頻段的天線(xiàn)模型，將獨立模型的方向圖和駐波性能調到合適的水平。然后再建立兩個(gè)頻段共孔徑的仿真模型，分別給Ku和Ka波段天線(xiàn)模型端口加上對應頻段的激勵，并分析獨立結構和共孔徑結構時(shí)Ku和Ka頻段天線(xiàn)性能的變化。最后，根據性能變化的情況調整共孔徑結構中各頻段天線(xiàn)的尺寸，使兩個(gè)頻段天線(xiàn)的性能都達到最好。由于調整一個(gè)頻段的尺寸會(huì )使另一個(gè)頻段的性能也發(fā)生變化，這一過(guò)程需反復進(jìn)行多次。受到仿真計算機計算能力的限制,計算的模型規模不能過(guò)大。目前共孔徑結構的仿真模型由Ku頻段2個(gè)陣元和Ka頻段4個(gè)陣元組成，下面所給出的仿真結果也是針對這一規模的仿真模型。

圖3(a)、(b)分別給出了Ku波段水平和垂直極化的方向圖。從圖中可以看出方向圖對稱(chēng)性非常好,這是由于陣元饋電網(wǎng)絡(luò )的不對稱(chēng)性通過(guò)陣元之間排列方式的設計得到了抵消。水平、垂直極化的交叉極化電平分別為-34dB、-30dB。Ku頻段的回波損

(a)水平極化

(b)垂直極化

圖3Ku頻段方向圖

耗曲線(xiàn)如圖4(a)所示，水平、垂直極化駐波帶寬分別為5.8%、8.8%(-10dB,下同)。不難發(fā)現,水平極化端口（端口標注見(jiàn)圖2(a)）的駐波帶寬比垂直極化的要小，這是因為其饋電網(wǎng)絡(luò )中利用波程差來(lái)實(shí)現反相從而限制了帶寬。端口極化隔離曲線(xiàn)如圖4(b)所示，兩種極化的隔離度都在28dB以上。對圖2(b)所示的Ka波段陣元排列方式仿真所得方向圖見(jiàn)圖5所示。從圖中可以看出，在和面的方向圖交叉極化電平分別小于-27dB、-38dB。Ka頻段的回波損耗曲線(xiàn)如圖6所示，駐波帶寬約為3.1%。

(a)回波損耗

(b)端口隔離

圖4Ku頻段S參數

圖5Ka頻段方向圖

圖6Ka頻段S參數

4結論和展望

本文介紹了在高頻段(KuKa)實(shí)現共孔徑雙頻雙極化天線(xiàn)的最新研究進(jìn)展。設計采用較簡(jiǎn)單的結構實(shí)現了Ku頻段的雙極化和Ka頻段的單極化。通過(guò)仿真分析,Ku波段方向圖主極化性能良好，水平、垂直極化交叉極化電平分別達到-34dB、-30dB。Ka波段方向圖的交叉極化電平也達到了-28dB。這些結果證明了該設計方法的可行性，也為下一步在高頻段實(shí)現共孔徑DFDP天線(xiàn)提供了良好的設計基礎。