最大功率跟蹤逆變器的設計與實(shí)現

　　隨著(zhù)工業(yè)和科學(xué)技術(shù)的不斷發(fā)展，對電能質(zhì)量的要求將越來(lái)越高，包括市電電網(wǎng)在內的原始電能的質(zhì)量可能滿(mǎn)足不了設備要求，必須經(jīng)過(guò)電力電子裝置變換后才能使用，而DC／AC逆變技術(shù)在這種變換中將起到重要的作用。根據市場(chǎng)趨勢，逆變器的選型安裝越來(lái)越傾向于小型化、智能化、模塊化等方向發(fā)展，其控制電路主要采用數字控制，系統的安全性，可靠性以及擴展性，同時(shí)將各個(gè)完善的保護電路考慮其中。因此，這里提出一種基于IR2101的最大功率跟蹤逆變器設計方案。

　　1 IR2101簡(jiǎn)介

　　IR2101是雙通道、柵極驅動(dòng)、高壓高速功率驅動(dòng)器，該器件采用了高度集成的電平轉換技術(shù)，大大簡(jiǎn)化了邏輯電路對功率器件的控制要求，同時(shí)提高了驅動(dòng)電路的可靠性。同時(shí)上管采用外部自舉電容上電，使驅動(dòng)電源數目較其他IC驅動(dòng)大大減少，在工程上減少了控制變壓器體積和電源數目，降低了產(chǎn)品成本，提高了系統可靠性。

　　IR2101采用HVIC和閂鎖抗干擾制造工藝，集成DIP、SOIC封裝。其主要特性包括：懸浮通道電源采用自舉電路；功率器件柵極驅動(dòng)電壓范圍10～20 V；邏輯電源范圍5～20 V，而且邏輯電源地和功率地之間允許+5 V的偏移量；帶有下拉電阻的CNOS施密特輸入端，方便與LSTTL和CMOS電平匹配；獨立的低端和高端輸入通道。IR2101的內部結構框圖如圖1所示。

　　圖1 IR2101的內部結構框圖

　　圖1中，HIN為邏輯輸入高；LIN為邏輯輸入低；VB為高端浮動(dòng)供應；HO為高邊柵極驅動(dòng)器輸出；Vs為高端浮動(dòng)供應返回；Voc為電源；LO為低邊柵極驅動(dòng)器輸出；COM為公共端。

　　2 系統硬件設計

　　根據系統設計功能需求，其硬件組成框圖如圖2所示。該系統硬件設計是由SPMC75F2413A單片機主控制器模塊、外部供能系統（普通或光伏）、斬波電路模塊、IR2101逆變電路模塊和最大功率跟蹤外部電路模塊組成。通過(guò)最大功率跟蹤外部電路模塊檢測外部電壓，將檢測值返回到SPMC75F2413A主控制器中。斬波電路模塊通過(guò)主控制器對其控制，實(shí)現最大功率跟蹤。外部供能系統是為各個(gè)模塊提供電源。IR2101逆變電路模塊主要實(shí)現DC／AC的轉換，并由斬波電路為其提供最大功率點(diǎn)的電能。

　　圖2 系統硬件總體設計框圖

　　圖2中的SPMC75F2413A單片機正常工作電壓為5 V。但是其他模塊所加的電壓不同，斬波電路模塊與IR2101逆變電路模塊所加的電壓為15 V。因為IR2101的正常工作電壓為10～20V。

　　2．1 IR2101逆變電路

　　IR2101逆變電路原理圖如圖3所示，H1、H2為IR2101集成驅動(dòng)芯片，VQ1、VQ2、VQ3、VQ4為MOS管，Up、Un、Vp、Vn是SPMC75F2413A單片機中輸出的兩相四路PWM波。其中Up、Un是一相PWM波的上下臂，Vp、Vn為另一相PWM波的上下臂，由于單片機中輸出的PWM波不能驅動(dòng)大功率MOS管，因此利用IR2101的電容自舉功能，通過(guò)二極管VD1、VD2（采用肖特基管所具有的快恢復功能，提升電容充電電壓，關(guān)斷過(guò)程減少消耗能量）對自舉電容C1、C2進(jìn)行充電，以此提升驅動(dòng)MOS管的信號電壓，使其具有擴大信號輸出的功能，擴大后的信號PWM波就能有序地控制VQ-1、VQ2、VQ3、VQ4的通斷，在逆變電路中同一相的上下臂的驅動(dòng)信號是互補。

　　圖3 　IR2101逆變電路原理圖

　　當Up輸入高時(shí)，HO輸出也為高，通過(guò)IR2101的電容自舉功能，就能控制VQ1導通，此時(shí)由于LO輸出為低，不能驅動(dòng)VQ2，因此VQ2處于關(guān)斷狀態(tài)，同時(shí)Vp也輸入一個(gè)高電平，即HO為高，使VQ4處于導通狀態(tài)，而此時(shí)VQ3處于關(guān)斷狀態(tài)，因此T1→VQ1→R5（負載）→VQ4→GND形成一個(gè)通路。反之，當Up、Vp為低電平，Un、Vn為高電平時(shí)，即電流的主要流向為T(mén)1→VQ3→R5（負載）→VQ2→GND，4個(gè)MOS管開(kāi)關(guān)器件有序地交替通斷，進(jìn)而在R5（負載）處形成了交流電。在實(shí)際應用中為了防止上下臂同時(shí)導通而造成短路，在軟件設計的過(guò)程中，添加了死區時(shí)間，來(lái)保護整個(gè)電路?！　?strong>2．2 斬波電路

　　斬波電路原理圖如圖4所示，該電路主要用于進(jìn)行最大功率跟蹤，其電源為獨立電壓源，R6（30 Ω／30 W）為功率電阻，其主要作為電源內阻，R7、R8是為了檢測負載端的電壓值而形成的分壓電路，通過(guò)Ud1進(jìn)行檢測，將檢測結果返回到單片機中進(jìn)行處理，通過(guò)調節PWM波的占空比，進(jìn)而控制VQ5開(kāi)啟與關(guān)斷的時(shí)間。當檢測到Ud1X（R7+R8）／R8的值大于一半時(shí)，單片機就會(huì )將斬波電路的占空比調大，讓其通過(guò)的電壓增大，進(jìn)而使其值接近光伏電池的一半，如果檢測到其值小于一半的時(shí)候，會(huì )將占空比調小，讓其通過(guò)的電壓變小，這樣通過(guò)跟蹤電壓來(lái)實(shí)現頻率的跟蹤功能。

　　圖4 斬波電路原理圖

　　2．3 最大功率跟蹤模型分析

　　本設計為了實(shí)現最大功率的跟蹤模型，如圖5所示電路，使得內阻R8和外阻Rb相等，Ud的電壓為電池電源的一半就可以得到電池輸出功率最大了，這種情況應用于線(xiàn)性電路中，但是在非線(xiàn)性電路中也可以利用這個(gè)原理，本項目通過(guò)電壓跟蹤的功能，實(shí)現最大功率的跟蹤，主要通過(guò)調節PWM波的占空比大小實(shí)現本功能。

　　圖5 最大功率的跟蹤模型

　　3 系統軟件設計

　　A／D采樣函數流程圖如圖6所示，此函數主要是用于采集負載端的的電壓值，最后轉換為幅度調制系數。本此函數中使用了CMT0定時(shí)器中斷，在此中斷中進(jìn)行了A／D采樣，將采集的電壓值與換算后的電源電壓中點(diǎn)值Vmid（見(jiàn)圖4，即利用R7、R8組成分壓電路，R7：R8=9：1），進(jìn)行比較，當差值的絕對值大于100的時(shí)候，判斷為采集值出現異常，強制將電源電壓轉換后的中點(diǎn)值轉換為幅度調制系數，當二者之間的差值的絕對值小于100時(shí)，將差值加到Vmid上，然后再轉換為幅度調制系數，最后返回中斷。

　　圖6 A／D采樣函數流程圖

　　在本函數中斬波電路的PWM中斷使用了TPM2中斷，在此中斷中使用了幅度調制系數去調節斬波電路的PWM波的占空比，進(jìn)而實(shí)現電壓的跟蹤功能，最終是實(shí)現最大功率的跟蹤。斬波電路PWM中斷子函數流程圖如圖7所示。

　　圖7 斬波電路PWM中斷子函數流程圖

　　4 最大功率測試結果

　　對斬波電路后的J2點(diǎn)進(jìn)行測試的，將J2點(diǎn)處接1個(gè)30 W／30 Ω的功率電阻作為負載，測試出表1中的各項數據。

　　表1 測試結果

　　5 結束語(yǔ)

　　本設計方案采用具有出色性能的定時(shí)器PWM信號發(fā)生器組的16位結構的微處理器SPMC75F2413A單片機進(jìn)行設計，主要利用了此單片機的PWM信號發(fā)生器組產(chǎn)生控制逆變電路和斬波電路的PWM波，還利用了IR2101的自舉功能，對功率MOS管進(jìn)行有序驅動(dòng)，實(shí)現逆變，控制斬波電路的PWM波占空比，實(shí)現了最大功率的跟蹤逆變器的設計。通過(guò)驗證，輸出的正弦交流信號十分明顯，并具有最大功率的跟蹤功能。