一種無(wú)頻閃無(wú)電解電容AC-DC LED 驅動(dòng)電源中減小LED電流畸變的方法

　　1.引言

　　隨著(zhù)世界各國在逐步禁止進(jìn)口和銷(xiāo)售普通照明白熾燈，新型、綠色、高效、長(cháng)壽命的LED 照明技術(shù)得到了空前的發(fā)展[1]。長(cháng)壽命是LED 照明的最大優(yōu)點(diǎn)之一，它的平均使用壽命達到80000- 100000 小時(shí)[2]。對于單級式的LED 驅動(dòng)電源，如果采用市電供電，為了達到高功率因數(Power Factor, PF)，滿(mǎn)足IEC61000-3-2的諧波要求[3]， LED 照明需要一個(gè)功率因數校正變換器(Power Factor Correction, PFC)。當功率因數為1 時(shí)，輸入電流為與輸入電壓同相位的正弦波，因此其輸入功率呈現兩倍輸入頻率的脈動(dòng)形式，對于恒定輸出功率的LED，為了匹配瞬時(shí)輸入輸出功率的不平衡，需要一個(gè)儲能電容。儲能電容很大，大多選用電解電容，而電解電容的使用壽命只有10000 小時(shí)左右[4]，是影響LED 驅動(dòng)電源整體壽命的主要元件。為了提高AC-DC LED 驅動(dòng)電源的使用壽命，有必要去除電解電容。適當降低功率因數以減小輸入功率脈動(dòng)，如在輸入電流中注入三次和五次諧波[5, 6]，這樣就可以減小儲能電容大小。采用脈動(dòng)電流來(lái)驅動(dòng)LED，這樣瞬時(shí)輸入和輸出功率相同或者接近，可以減小或者消除儲能電容[7-10]。脈動(dòng)電流驅動(dòng)LED 一般用于景觀(guān)或者街道照明，在一些對光源質(zhì)量要求較高的場(chǎng)合并不適合。采用電感作為儲能元件可以代替或者減小儲能電容，但是電感的儲能密度較小，其體積較大，同時(shí)還會(huì )存在損耗[11]。增大儲能電容上電壓　波可以減小電容的容值[12-14]。文獻[13]提出了一種無(wú)頻

　　閃無(wú)電解電容的AC-DC LED 驅動(dòng)電源，如圖1 所示。它由一個(gè)PFC 變換器、一個(gè)雙向變換器和一個(gè)CL 濾波器組成。其中電感Lo 與電容Co 構成低通濾波器，以阻止開(kāi)關(guān)頻率及其倍數次的電流諧波流入LED，故此處的電容Co 并不承擔儲能作用，可以使用容量較小的薄膜電容或者瓷片電容，此時(shí)PFC 輸出電流i'o 含有兩倍輸入頻率的脈動(dòng)電流。為了使LED 的驅動(dòng)電流io為一個(gè)恒定的直流電流，在PFC 變換器的輸出端并聯(lián)了一個(gè)雙向變換器，并使雙向變換器的輸入電流ib 等于PFC 輸出電流中兩倍輸入頻率的交流分量，這樣就解決了LED 照明的頻閃問(wèn)題。雙向變換器的直流側電容Cdc 采用了儲能電容電壓大紋波減小容值的方法，在脈動(dòng)電壓相同的情況下，為了進(jìn)一步減小容值，可

　　以適當提高Cdc 的直流平均電壓。

　　本文在無(wú)頻閃無(wú)電解電容AC-DC LED 驅動(dòng)電源的基礎上，分析了其雙向變換器直流側電容紋波給雙向變換器開(kāi)關(guān)管的占空比帶來(lái)的非線(xiàn)性問(wèn)題，由于傳統的線(xiàn)性控制方法無(wú)法提供這部分含量，最終體現在增大了雙向變換器電流跟蹤的穩態(tài)誤差上，使得LED驅動(dòng)電流發(fā)生了畸變。針對無(wú)頻閃無(wú)電解電容AC-DCLED 驅動(dòng)電源中存在的問(wèn)題，本文在雙向變換器中提出了一種改進(jìn)型的控制策略，降低直流側電容紋波帶來(lái)非線(xiàn)性問(wèn)題的影響，提高雙向變換器跟蹤正弦交流基準的能力，消除LED 電流的畸變。

　　2.無(wú)頻閃無(wú)電解電容AC-DC LED 驅動(dòng)電源的基本概念

　　文獻[13]詳細分析了無(wú)頻閃無(wú)電解電容AC-DCLED 驅動(dòng)電源的工作原理，本文只做簡(jiǎn)單介紹。這里的PFC 變換器采用電流斷續模式(DiscontinuousCurrent Mode, DCM)的反激變換器，如圖2 所示。

　　反激變換器采用平均電流控制以達到恒定平均值輸出的目的。從上面的分析可以看出，由于沒(méi)有電解電容，脈動(dòng)電流中含有兩倍輸入頻率的交流分量，會(huì )引起LED 發(fā)光的頻閃。為此，在反激變換器的濾波電容Co 上并聯(lián)一個(gè)雙向變換器， 本文采用的是Buck/Boost 雙向變換器，如圖3 所示。加入雙向變換器后，Lo 中主要流過(guò)直流電流，其高頻電流紋波較小，因此可認為電容Co 兩端電壓即雙向變換器輸入側電壓等于LED 兩端電壓Vo。

　　雙向變換器采用雙閉環(huán)控制。為了使Buck/Boost雙向變換器可以正常工作，需要保證直流側電容Cdc的最低電壓高于輸入端電壓Vo。電壓外環(huán)對直流側電容電壓的平均值進(jìn)行控制，其輸出與給定的電流基準iref(通過(guò)采樣反激變換器副邊電流濾波得到其兩倍輸入頻率的交流分量)按比例系數k 相加后作為電流內環(huán)的基準，電流內環(huán)采用平均電流控制，使雙向變換器的輸入電流平均值跟蹤電流基準，那么反激變換器輸出端的電流進(jìn)行分流，兩倍輸入頻率的交流分量流入了雙向變換器，由式(4)得：

　　發(fā)現由于直流側電容電壓的平均值不變，占空比中的直流成分不隨負載發(fā)生變化;隨著(zhù)負載的增加，電容的紋波增大，所需占空比的低頻成分會(huì )快速增加，這樣會(huì )使得線(xiàn)性電流調節器不足以提供這部分低頻成分，只能通過(guò)增大電流跟蹤的穩態(tài)誤差來(lái)補償這些低頻成分，最終導致LED 的輸出電流畸變。如果負載Po=Pmax，那么做出滿(mǎn)載情況下不同電容容值下占空比各次諧波幅值的變化情況，如圖7 所示。在負載和直流側電容電壓恒定的情況下，隨著(zhù)電容的減小，占空比低頻分量迅速增大，因此可以考慮根據占空比的表達式設計非線(xiàn)性的控制器，在不影響系統穩定性的前提下，達到雙向變換器正弦電流基準的無(wú)差跟蹤，降低占空比非線(xiàn)性對LED 輸出電流的影響。

　　3.2 改進(jìn)型控制策略的實(shí)現

　　變占空比控制的思想已經(jīng)應用于高功率因數的DCM PFC 變換器[15]，將此方法應用于雙向變器的控制電路中。觀(guān)察式(15)，如果在工頻周期內，使雙向變換器開(kāi)關(guān)管Q1 的占空比按照理論值變化，將會(huì )使雙向變換器直流側電容電壓按照理論形式變化，那么輸入電流也會(huì )以?xún)杀遁斎腩l率的交流基準變化。由于雙向變換器開(kāi)關(guān)管Q1 和Q2 是互補導通的，那么為了實(shí)現簡(jiǎn)單，這里選擇控制開(kāi)關(guān)管Q2，由式(15)可以得到其占空比d'為：

　　4.仿真驗證

　　為了驗證改進(jìn)型控制策略可以減小雙向變換器電流跟蹤的穩態(tài)誤差，減小LED驅動(dòng)電流的畸變，用Saber軟件搭建了一個(gè)采用改進(jìn)型控制策略的無(wú)頻閃無(wú)電解電容AC-DC LED驅動(dòng)電源。其主要參數如下：交流輸入電壓為220 VAC/50Hz，滿(mǎn)載輸出平均電流Io=0.7A，輸出電壓Vo=48V，雙向變換器電感為1.4mH，直流側電容為4.7μF，其電壓的平均值為150V，鋸齒波幅值Vm=3V。圖9和圖10分別給出了滿(mǎn)載和半載情況下濾除高頻分量的副邊電流、雙向變換器的電感電流、LED輸出電流和儲能電容電壓的仿真波形?？梢园l(fā)現滿(mǎn)載　輸出電流的峰峰值為110mA，是平均值700mA的15.7%;半載時(shí)輸出電流的峰峰值為22mA是平均值350mA的6.3%，LED輸出電流畸變程度較大。

　　圖11和圖12分別給出了采用改進(jìn)型控制策略時(shí)滿(mǎn)載和半載下的仿真波形，此時(shí)滿(mǎn)載情況下輸出電流的峰峰值為13mA，是平均值的1.9%;半載情況下輸出電流的峰峰值為7mA，是平均值的2.0%。圖13和圖14分別給出了改進(jìn)前后滿(mǎn)載和半載輸出電流的頻譜，可以發(fā)現采用改進(jìn)型的控制策略可以大大減小LED驅動(dòng)電流中的低頻分量，抑制LED輸出電流的畸變，仿真結果驗證了此方法的正確性和有效性。

　　5.結論

　　本文對無(wú)頻閃無(wú)電解電容AC-DC LED 驅動(dòng)電源

　　中的Buck/Boost 型雙向變換器進(jìn)行了穩態(tài)分析，分析

　　了直流側電容電壓紋波造成的雙向變換器非線(xiàn)性問(wèn)

　　題，為了減小雙向變換器輸入電流對兩倍工頻交流電

　　流基準的跟蹤誤差，提出了一種改進(jìn)型變占空比的非

　　線(xiàn)性控制策略，改善了原先LED 驅動(dòng)電流畸變的問(wèn)

　　題。

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