電動(dòng)汽車(chē)逆變器用IGBT驅動(dòng)電源設計研究

　　電動(dòng)汽車(chē)逆變器用于控制汽車(chē)主電機為汽車(chē)運行提供動(dòng)力，IGBT功率模塊是電動(dòng)汽車(chē)逆變器的核心功率器件，其驅動(dòng)電路是發(fā)揮IGBT性能的關(guān)鍵電路。驅動(dòng)電路的設計與工業(yè)通用變頻器、風(fēng)能太陽(yáng)能逆變器的驅動(dòng)電路有更為苛刻的技術(shù)要求，其中的電源電路受到空間尺寸小、工作溫度高等限制，面臨諸多挑戰。本文設計一種驅動(dòng)供電電源，并通過(guò)實(shí)際測試證明其可用性。

　　常見(jiàn)的驅動(dòng)電源采用反激電路和單原邊多副邊的變壓器進(jìn)行設計。由于反激電源在開(kāi)關(guān)關(guān)斷期間才向負載提供能量輸出的固有特性，使得其電流輸出特性和瞬態(tài)控制特性相對來(lái)說(shuō)都比較差。在100kW量級的IGBT模塊空間布局中，單個(gè)變壓器集中生產(chǎn)4到6個(gè)互相隔離的正負電源的設計存在諸多不弊端：電源過(guò)于集中，爬電距離和電氣間隙難以保證，板上電源供電距離過(guò)長(cháng)等等。本設計采用常見(jiàn)的非專(zhuān)用芯片進(jìn)行電路設計，前級SEPIC電路實(shí)現閉環(huán)，后級半橋電路實(shí)現隔離有效解決了上述問(wèn)題。該電路成功應用于國際領(lǐng)先的新能源汽車(chē)逆變器設計中。應用表明，該設計具有較好的靈活性、高可靠性和瞬態(tài)響應能力。

　　1 電動(dòng)汽車(chē)逆變器驅動(dòng)電源的要求分析

　　電動(dòng)汽車(chē)逆變器驅動(dòng)電源一般為6個(gè)互相隔離的+15V/-5V電源。該電源的功率、電氣隔離能力、峰值電流能力、工作溫度等等都有嚴格的要求。以英飛凌的汽車(chē)級IGBT模塊FS800R07A2E3_B31為目標進(jìn)行電源指標的具體計算，該模塊支持高達150kW的逆變器系統設計。

　　1.1 驅動(dòng)功率計算

　　該驅動(dòng)電源的輸入功率計算公式為：

　　P=f_sw×Q_g×△V_g /η (1)

　　其中f_sw開(kāi)關(guān)頻率取10kHz，Q_g根據數據手冊取8.6nC，△V_g為門(mén)極驅動(dòng)電壓取23V?？紤]到功率較小，效率取85%。此外注意到數據手冊中的8.6nC是按照電壓+/-15V計算，需考慮折算，最后計算結果為1.8W?？紤]設計裕量1.1倍，記為2W。

　　1.2 驅動(dòng)電流計算

　　平均驅動(dòng)電流計算公式為：

　　I_av=f_sw×Q_g (2)

　　可以計算得到平均電流為86mA。

　　峰值電流計算公式為：

　　I_peak=△V_g /(R_gext+R_gint) (3)

　　R_gext為外部門(mén)極電阻，按數據手冊取開(kāi)通1.8歐關(guān)斷0.75歐。R_gint為內部門(mén)極電阻，按數據手冊取0.5歐，得到開(kāi)通峰值電流10A，關(guān)斷峰值電流18.4A。實(shí)際使用中，開(kāi)通電阻和關(guān)斷電阻需要進(jìn)行開(kāi)關(guān)速度與短路保護能力等性能的折衷，良好的設計值在2.2~5.1歐范圍，因此實(shí)際開(kāi)關(guān)峰值電流在4~10A范圍。

　　2 驅動(dòng)電源電路設計

　　2.1 電源拓撲設計

　　該電源的輸入是新能源乘用車(chē)常規的12V電源，該電源通常波動(dòng)范圍是8~16V，而驅動(dòng)電源的輸出需要相對穩定。需要設計多組寬壓輸入、定壓輸出的隔離電源。本設計把電源分成兩級：前級電源實(shí)現寬壓輸入、定壓輸出功能，后級實(shí)現隔離功能，結構見(jiàn)圖1.

　　圖1：電源拓撲示意圖

　　該結構的好處是：

　　一、前級電源無(wú)需解決隔離問(wèn)題，可以采用常規的SEPIC或buck-boost非隔離拓撲，而且前級電源的輸出是無(wú)需隔離的低壓定壓，在布局布線(xiàn)中無(wú)需考慮各組電源間的爬電距離和電氣間隙問(wèn)題。因此該部分前級可以作為低壓弱電電路獨立實(shí)現，無(wú)需占用驅動(dòng)板面積。

　　二、后級電源無(wú)需解決反饋問(wèn)題，采用開(kāi)環(huán)控制，避免了隔離信號反饋的麻煩。因為乘用車(chē)設備的工況惡劣，工作溫度變化范圍非常大，傳統的線(xiàn)性光耦等器件受溫漂影響精度大幅降低，溫漂補償器件又成本很高，這種方式有效避免這一弊端。

　　2.2 后級半橋開(kāi)關(guān)電源設計

　　前級電源屬于典型定壓設計，無(wú)需給出設計原理，本文重點(diǎn)介紹后級半橋電路。具體原理圖見(jiàn)圖2和圖3。圖2為采用汽車(chē)級定時(shí)器電路設計的50%占空比信號發(fā)生器，用于給半橋開(kāi)關(guān)電源提供控制信號，其中R49可以用來(lái)調整開(kāi)關(guān)頻率，一般可以設定在70kHz到300kHz之間，頻率選擇主要根據電路板實(shí)際空間尺寸和變壓器的伏秒積進(jìn)行折衷選取。

　　從變壓器計算伏秒積的公式為：

　　ET=V*D/f_sw (4)

　　V為加在變壓器上的電壓，D是占空比，f_sw是開(kāi)關(guān)頻率。本設計選擇了一顆ET值達44Vusec的變壓器，因此開(kāi)關(guān)頻率設置較低，為120kHz。

　　圖2: 50%占空比信號發(fā)生電路

　　圖3為半橋開(kāi)關(guān)電源電路。此電路采用一顆IR的汽車(chē)級半橋芯片IRS2004S作為驅動(dòng)，并聯(lián)兩個(gè)由Infineon BSR302N組成的并聯(lián)半橋電路。采用匝比為1:1.25的通用變壓器，經(jīng)過(guò)倍壓整流得到+15V電壓，經(jīng)過(guò)普通整流得到-8V電壓。每個(gè)變壓器用于給一個(gè)IGBT驅動(dòng)供電。在變壓器原邊串聯(lián)入汽車(chē)級EMC磁珠，可以有效抑制開(kāi)關(guān)產(chǎn)生的電壓尖峰，器件具體信息見(jiàn)附錄表1。IGBT門(mén)極是一種容性負載，每次開(kāi)關(guān)都伴隨著(zhù)較高瞬態(tài)電流，即前文計算的峰值驅動(dòng)電流，因此需要一種紋波電流能力強的長(cháng)壽命電容，每路電源采用4.7uF X7R汽車(chē)級多層陶瓷電容，實(shí)現瞬態(tài)電壓支撐。X7R多層陶瓷電容具有封裝小，ESR低，允許紋波電流大，溫度降低容量衰減少等優(yōu)點(diǎn)。

　　圖3：半橋開(kāi)關(guān)電源電路原理圖

　　3 測試結果

　　實(shí)際測試條件為，后級輸入定電壓16.5V，輸入電流0.67A，IGBT開(kāi)關(guān)頻率10kHz，信號為SVPWM，開(kāi)關(guān)電源工作頻率120kHz，室溫條件。經(jīng)簡(jiǎn)單計算可知，每路功耗1.84W，與理論計算相符合。

　　選取高占空比和低占空比兩個(gè)工況，觀(guān)察相關(guān)信號的波形，見(jiàn)圖4和圖5。其中橙色的1通道顯示低壓側驅動(dòng)輸入信號，粉色2通道顯示-8V電源輸出端的波形，藍色3通道顯示+15V電源輸出端波形，綠色4通道顯示門(mén)極輸出波形。

　　在IGBT開(kāi)通時(shí)刻，由于電源電容電荷迅速通過(guò)門(mén)極電阻轉移到門(mén)極，時(shí)間一般只有1~3us，產(chǎn)生+15V電源上的電壓跌落，但是很快就可以恢復到平臺電壓。同理，在IGBT關(guān)斷時(shí)刻，也會(huì )使-8V電源產(chǎn)生電壓跌落。這種跌落是不會(huì )引起IGBT開(kāi)通或關(guān)斷的不良反應，因此是可以接受的。對比圖4和圖5也能夠發(fā)現，占空比大小不會(huì )影響電壓跌落的幅值和持續的時(shí)間，這是因為IGBT的門(mén)極是容性負載。

　　圖4和圖5中還能看到，在IGBT關(guān)斷時(shí)刻使開(kāi)通電壓波形產(chǎn)生了一個(gè)的尖峰，由于此時(shí)開(kāi)通電壓電源處于瞬時(shí)空載狀態(tài)，不會(huì )對驅動(dòng)控制產(chǎn)生影響。整體上看，原邊的低壓弱電信號和副邊的低壓強電信號都沒(méi)有受到開(kāi)關(guān)電源自身開(kāi)關(guān)頻率上的干擾。

　　圖4：高占空比波形圖

　　圖5：低占空比波形圖

　　4 結論

　　設計驗證表明，前級SEPIC非隔離穩壓，后級半橋隔離開(kāi)環(huán)的拓撲結構，優(yōu)于傳統的反激式單原邊多副邊的集中式電源，特別適合作為100kW量級的新能源乘用車(chē)逆變器的驅動(dòng)電源，設計沒(méi)有采用往往不符合汽車(chē)標準的電源類(lèi)專(zhuān)用集成芯片，而是采用具有AEC認證的汽車(chē)級通用分立器件，滿(mǎn)足了乘用車(chē)電子設計的苛刻要求。