用于±10 V輸入的12位、300 kSPS、單電源、完全隔離式數據采集系統

連接/參考器件

AD8606/ 精密、低噪聲、雙通道CMOS、軌到軌輸入/輸出運算放大器

AD7091R/ 1 MSPS、超低功耗、12位ADC

ADuM5401/ 集成DC/DC轉換器的四通道2.5 kV隔離器

12位、300 kSPS、單電源、完全隔離式數據采集系統，用于±10 V輸入

電路評估板

CN0335電路評估板(EVAL-CN0335-PMDZ)

SDP/PMD轉接板(SDP-PMD-IB1Z)

系統演示平臺(EVAL-SDP-CB1Z)

電路功能與優(yōu)勢

圖1所示電路是只采用了三個(gè)有源器件的完全隔離式12位、300 kSPS數據采集系統。

該系統采用3.3 V單電源供電，可處理±10 V輸入信號。室溫校準后，在±10°C溫度變化范圍內的總誤差不超過(guò)±0.1% FSR，是各種工業(yè)測量應用的理想之選。

該電路的小巧尺寸使得該組合成為業(yè)界領(lǐng)先的數據采集系統解決方案，在這種系統中精度、速度、成本和尺寸極為關(guān)鍵。數據和電源相互隔離，因而該電路具有出色的高電壓耐受性，同時(shí)還能有效避免惡劣工業(yè)環(huán)境下常見(jiàn)的接地環(huán)路干擾問(wèn)題。

圖1. ±10 V隔離式單電源數據采集系統(未顯示所有連接和去耦)

電路描述

該電路由一個(gè)輸入信號調理級、一個(gè)ADC級和一個(gè)輸出隔離級構成。±10 V輸入信號由U1A運算放大器進(jìn)行電平轉換和衰減，該運算放大器是雙通道AD8606的一半。該運算放大器的輸出為0.1 V至2.4 V，與ADC的輸入范圍相匹配(0 V至2.5 V)，裕量為100 mV用于維持線(xiàn)性度。來(lái)自ADC的緩沖基準電壓(VREF =2.5 V)用于生成所需失調?？梢孕薷碾娮柚?，以適應本電路筆記后面部分所述的其他常用輸入范圍。

該電路設計支持單電源供電。AD8606的最小額定輸出電壓為50 mV(2.7 V電源)和290 mV(5 V電源)，負載電流為10 mA，溫度范圍為-40°C至+125°C。在3.3 V電源、負載電流低于1 mA、溫度范圍更窄的情況下，保守估計最小輸出電壓為45 mV至60 mV。

考慮到器件的容差，最小輸出電壓(范圍下限)設為100 mV，以提供安全裕量。輸出范圍的上限設為2.4 V，以便為ADC輸入端的正擺幅提供100 mV的裕量。因此，輸入運算放大器的標稱(chēng)輸出電壓范圍為0.1 V至2.4 V。

AD8606 (U1B)的另一半用于緩沖AD7091R (U3) ADC的內部2.5 V基準電壓。

本應用中選用AD8606的原因是該器件具有低失調電壓(最大值65 μV)、低偏置電流(最大值1 pA)和低噪聲(最大值12 nV/√Hz)等特性。在3.3V電源下，功耗僅為9.2 mW。

運算放大器的輸出級后接一個(gè)單極點(diǎn)RC濾波器(R3/C9)，用于降低帶外噪聲。RC濾波器的截止頻率設為664 kHz?？商砑右粋€(gè)可選二階濾波器(R4、C10和R1、R2、C11)，以便在出現低頻工業(yè)噪聲的情況下，進(jìn)一步降低濾波器截止頻率。在這類(lèi)情況下，由于信號帶寬較小，因此可以降低AD7091R的采樣速率。

選擇AD7091R 12位1 MSPS SAR ADC是因為其在3.3 V (1.2 mW)下的功耗超低，僅為349 μA，顯著(zhù)低于當前市場(chǎng)上競爭對手的任何ADC。AD7091R還內置一個(gè)2.5 V的基準電壓源，其典型漂移為±4.5 ppm/℃。輸入帶寬為7.5 MHz，且高速串行接口兼容SPI。AD7091R采用小型10引腳MSOP封裝。

采用3.3V電源供電時(shí)，該電路的總功耗(不包括ADuM5401隔離器)約為10.4 mW。

電流隔離由四通道數字隔離器ADuM5401(C級)提供。除了隔離輸出數據以外，ADuM5401還為該電路提供隔離3.3 V電源。除非需要隔離，否則電路正常運行時(shí)并不需要ADuM5401。ADuM5401四通道2.5 kV隔離器集成DC/DC轉換器，采用小型16引腳SOIC封裝。ADuM5401在7 MHz時(shí)鐘頻率下的功耗約為140 mW。

AD7091R需要50 MHz的串行時(shí)鐘(SCLK)，方能實(shí)現1 MSPS的采樣速率。然而，ADuM5401(C級)隔離器的最大數據速率為25 Mbps，對應的最大串行時(shí)鐘頻率為12.5 MHz。另外，SPI端口要求，SCLK的后沿將輸出數據驅動(dòng)至處理器，因此，ADuM5401的總雙向傳播延遲(最大值120 ns)將時(shí)鐘上限限制在1/120 ns = 8.3 MHz。

盡管AD7091R是一款12位ADC，但串行數據同樣被格式化為16位字，以便與處理器串行端口要求相兼容。因此，采樣周期TS包括AD7091R 650 ns的轉換時(shí)間加上58 ns(數據手冊要求的額外時(shí)間，t1延遲 + tQUIET延遲)，再加上用于SPI接口數據傳輸的16個(gè)時(shí)鐘周期。

TS = 650 ns + 58 ns + 16 × 120 ns = 2628 ns

fS = 1/TS = 1/2628 ns = 380 kSPS

為了提供安全裕量，建議將SCLK和采樣速率的最大值分別設為7 MHz和300 kSPS。數字SPI接口可以用12引腳且兼容Pmod的連接器(Digilent Pmod規格)連接到微處理器評估板。

電路設計

圖2所示電路可將-10 V至+10 V輸入信號衰減及電平轉換為0.1 V至2.4 V的ADC輸入范圍。

圖2. 輸入電壓信號調理電路

傳遞函數通過(guò)疊加原理求得。

(1)

其中：

(2)

且

(3)

增益、輸出失調和電阻值的計算

若輸入電壓范圍為±10 V，則計算如下。

電路的增益為：

(4)

根據傳遞函數：

(5)

電路的輸出失調為：

(6)

根據傳遞函數：

(7)

由等式4可知，對于k =1.23(該值可變動(dòng)，具體取決于標準數值電阻R1和R2的值)，R4/R的比值可計算如下：

R4 = 9.696R (8)

由等式7可知，若VREF = 2.5V且k =1.23，則R5/R0的比值可計算如下：

R5 = 1.46R0 (9)

由等式2中的電阻R和R0，以及等式8和等式9中的比值可知，R4/R6比值可計算如下：

R4 = 5.346R6 (10)

由等式8、等式9和等式10可知，電阻R4、R5和R6可計算如下。例如，若選擇R6 = 10 kΩ，則R4 = 53.46 kΩ，R5 =12.3 kΩ。

在實(shí)際電路中，為電阻R4和R5選擇了最接近現有標準的電阻值。所選值為R4 = 52.3 kΩ，R5 = 12 kΩ。注意，R1 = R4，R2 = R5。

如果仔細選擇這些值，因使用替代標準值電阻導致的總誤差可降至幾個(gè)百分點(diǎn)以下。然而，應通過(guò)等式1來(lái)重新計算U1A運算放大器在±10 V輸入下的輸出，以確保維持所需裕量。

這類(lèi)電路的絕對精度主要取決于電阻，因此，需要進(jìn)行增益和失調校準，以消除因替代標準值電阻和電阻容差導致的誤差。

計算不同輸入范圍的電阻

對于±10 V以外的輸入范圍，可完成下列計算步驟。

定義輸入范圍、輸出范圍和失調：

(11)

(12)

(13)

計算增益：

(14)

計算失調：

(15)

選擇參數k的數值：

(16)

通過(guò)下式選擇R4/R比值：

(17)

通過(guò)下式選擇R5/R0比值：

(18)

用等式2中定義的數值替換等式17和等式18中的R和R0，并求解兩個(gè)等式，得出R4/R6比值。

選擇電阻R6的值。通過(guò)R4/R6比值算出R4。得到R4和R6數值，通過(guò)等式2和R4/R6比值計算R5。通過(guò)等式16計算R2和R1?？蛇m當選擇R1 = R4并計算R2。

電阻溫度系數對總誤差的影響

公式1表明，輸出電壓與以下五個(gè)電阻相關(guān)：R1、R2、R4、R5和R6。TP1處的滿(mǎn)量程輸出電壓對這五個(gè)電阻中每個(gè)阻值的微小變化敏感，其靈敏度通過(guò)仿真程序計算。電路的輸入電壓為+10 V。計算得到的各靈敏度為SR1 = 0.19、SR2 = 0.19、SR4 = 0.39、SR5 = 0.11、SR6 = 0.50。假設各溫度系數以和方根(rss)方式組合，則采用100 ppm/°C電阻時(shí)，總滿(mǎn)量程漂移約為：

滿(mǎn)量程漂移 =

= 100 ppm/°C √(SR12 + SR22 + SR42 + SR52 + SR62)

= 100 ppm/°C √(0.192 + 0.192 + 0.392 + 0.112 + 0.502)

= 69 ppm/°C

69 ppm/°C的滿(mǎn)量程漂移對應于0.0069% FSR/°C。使用25 ppm/°C電阻可將漂移誤差降低至0.25 × 69 ppm/°C = 17 ppm/°C，或者0.0017% FSR/°C。

有源元件溫度系數對總誤差的影響

AD8606運算放大器和AD7091R ADC的直流失調由校準程序消除。

ADC AD7091R內置基準電壓源的失調漂移典型值為4.5 ppm/°C，最大值為25 ppm/°C。

AD8606運算放大器的失調漂移典型值為1μV/°C，最大值為4.5μV/°C。

U1A AD8606輸入導致的誤差以2.3 V輸出范圍為基準，因而為2 ppm/°C。U1B基準電壓緩沖器導致的誤差以2.5 V為基準，同樣約為2 ppm/°C。

總漂移誤差結如表1所概括。這些誤差不包括AD7091R的±1 LSB積分非線(xiàn)性誤差。

請注意，如果采用50 ppm/°C或100 ppm/°C電阻，則總漂移的最大來(lái)源是電阻漂移，有源元件產(chǎn)生的漂移可忽略。

表 1. 溫度漂移導致的誤差

兩點(diǎn)校準前后的測試數據

為了執行兩點(diǎn)校準，先向輸入端施加-10 V的電流，并將ADC輸出代碼記為Code_1。然后，向輸入端施加+10 V的電流，再將ADC輸出代碼記為Code_2。增益系數通過(guò)下式計算：

現在，可通過(guò)下式計算與任何輸出代碼Code_x對應的輸入電壓：

通過(guò)比較使用元件標稱(chēng)值計算得到的理想傳遞函數和未校準實(shí)際電路傳遞函數，可以得到校準前的誤差。實(shí)測電路所用電阻的容差為±1%。測試結果不包括溫度變化。

圖3中所示為環(huán)境溫度下校準前后的百分比誤差(FSR)測試結果。如圖所示，校準前的最大誤差約為0.23% FSR。校準后，誤差降至±0.03% FSR，大致相當于A(yíng)DC的1 LSB誤差。

圖3. 室溫校準前后的電路測試誤差

PCB布局考慮

在任何注重精度的電路中，必須仔細考慮電路板上的電源和接地回路布局。PCB應盡可能隔離數字部分和模擬部分。該系統的PCB采用簡(jiǎn)單的雙層板堆疊而成，但采用4層板可以得到更好的EMS性能。有關(guān)布局和接地的信息，請參見(jiàn)MT-031指南;有關(guān)去耦技術(shù)的信息，請參見(jiàn)MT-101指南。AD8606的電源應當用10 μF和0.1 μF電容去耦，以適當抑制噪聲并減小紋波。這些電容應盡可能靠近相應器件，0.1 μF電容應具有低ESR值。對于所有高頻去耦，建議使用陶瓷電容。電源走線(xiàn)應盡可能寬，以提供低阻抗路徑，并減小電源線(xiàn)路上的毛刺效應。

ADuM5401 isoPower集成式DC/DC轉換器要求在輸入和輸出電源引腳上進(jìn)行電源旁路。請注意，引腳1與引腳2以及引腳15和引腳16之間需要低ESR旁路電容，這些電容應盡可能靠近芯片焊盤(pán)。為了抑制噪聲并降低紋波，至少需要并聯(lián)兩個(gè)電容。針對VDD1和VISO，推薦的電容值是0.1 μF和10 μF。較小的電容必須具有低ESR，建議使用陶瓷電容。低ESR電容末端到輸入電源引腳的走線(xiàn)總長(cháng)不得超過(guò)2 mm。如果旁路電容的走線(xiàn)長(cháng)度超過(guò)2 mm，可能會(huì )破壞數據?？紤]在引腳1與引腳8及引腳9與引腳16之間實(shí)現旁路，除非兩個(gè)公共地引腳靠近封裝連在一起。

高電壓能力

這款PCB依據2500 V基本絕緣規范而設計。不建議進(jìn)行2500 V以上的高電壓測試。在高電壓下使用該評估板時(shí)必須謹慎，而且不得依賴(lài)該PCB來(lái)實(shí)現安全功能，因為它未經(jīng)過(guò)高電位測試(也稱(chēng)為高壓測試或耐壓絕緣測試)，也未通過(guò)安全認證。

常見(jiàn)變化

經(jīng)驗證，采用圖中所示的元件值，該電路能夠穩定地工作，并具有良好的精度?？稍谠撆渲弥胁捎闷渌苓\算放大器和其他ADC，以將±10V輸入電壓范圍轉換成數字輸出，用于本電路的各種其他應用中。

可依據“電路設計”部分的等式，針對±10 V輸入電壓范圍以外進(jìn)行設計，如圖1所示。表2顯示針對某些標準電壓范圍計算電阻。

表2. 標準電壓范圍元件值

在下限為零且上限高于基準電壓時(shí)，轉換不需增益(k = 1)，并且可簡(jiǎn)化電路。圖4顯示輸入范圍為0 V至10 V的一個(gè)例子。

圖4. 0 V至10 V隔離式單電源模數轉換(未顯示所有連接和去耦)

AD7091與AD7091R類(lèi)似，但沒(méi)有基準電壓輸出，而且輸入范圍等于電源電壓。AD7091可與2.5 V ADR391基準電壓源配合使用。ADR391不需要緩沖，因此可在電路中使用一個(gè)AD8605。

ADR391是一款精密2.5 V帶隙基準電壓源，具有低功耗、高精度(溫度漂移為9 ppm/°C)等特性，采用微型TSOT封裝。

AD8608是AD8605的四通道版本，在需要額外的精密運算放大器時(shí)，可以替代AD8606。

AD8601、AD8602和AD8604分別為單通道、雙通道和四通道軌到軌、輸入和輸出、單電源放大器，具有超低失調電壓和寬信號帶寬等特性，可以替代AD8605、AD8606和AD8608。

AD7457是一款12位、100 kSPS、低功耗SAR ADC，在不需要300 kSPS吞吐速率的情況下，可以與ADR391基準電壓源相配合，用于代替AD7091R。

電路評估與測試

本電路采用EVAL-CN0335-PMDZ電路板、SDP-PMD-IB1Z和EVAL-SDP-CB1Z系統演示平臺(SDP)評估板。轉接板SDP-PMD-IB1Z和SDP板EVAL-SDP-CB1Z采用120引腳對接連接器。轉接板和EVAL-CN0335-PMDZ板采用12引腳Pmod對接連接器，可快速進(jìn)行設置和評估電路性能。EVAL-CN0335-PMDZ板包含要評估的電路(如本筆記所述)，SDP評估板與CN0335評估軟件配合使用，以捕獲來(lái)自EVAL-CN0335-PMDZ電路板的數據。

設備要求

· 帶USB端口的Windows XP、Windows Vista(32位)或Windows 7/8(64位或32位)PC

· EVAL-CN0335-PMDZ電路評估板

· EVAL-SDP-CB1Z SDP評估板

· SDP-PMD-IB1Z轉接板

· CN0335評估軟件

· 精密電壓源

開(kāi)始使用

將CN0335評估軟件光盤(pán)放進(jìn)PC的光盤(pán)驅動(dòng)器，加載評估軟件。也可以從CN0335評估軟件中下載最新版的評估軟件。打開(kāi)“我的電腦”，找到包含評估軟件光盤(pán)的驅動(dòng)器，打開(kāi)setup.exe。按照屏幕上的提示完成安裝。建議將所有軟件安裝在默認位置。

功能框圖

圖5所示為測試設置的功能框圖。

設置

1. 通過(guò)直流管式插孔將EVAL-CFTL-6V-PWRZ(+6 V直流電源)連接到SDP-PMD-IB1Z轉接板。

2. 通過(guò)120引腳ConA連接器將SDP-PMD-IB1Z(轉接板)連接到EVAL-SDP-CB1Z SDP板。

3. 通過(guò)USB電纜將EVAL-SDP-CB1Z(SDP板)連接到PC。

4. 通過(guò)12引腳接頭Pmod連接器將EVAL-CN0335-PMDZ評估板連接到SDP-PMD-IB1Z轉接板。

5. 通過(guò)端子板J2將電壓源(電壓生成器)連接到EVAL-CN0335-PMDZ評估板。

測試

啟動(dòng)評估軟件。如果“設備管理器”中出現“Analog Devices System Development Platform(ADI系統開(kāi)發(fā)平臺)”驅動(dòng)器，軟件便能與SDP板通信。一旦USB通信建立，就可以使用SDP板來(lái)發(fā)送、接收、捕捉來(lái)自EVAL-CN0335-PMDZ板的串行數據?？蓪⒏鞣N輸入電壓值保存到電腦中。有關(guān)如何使用評估軟件來(lái)捕捉數據的詳細信息，請參閱CN0335軟件用戶(hù)指南。

EVAL-CN0335-PMDZ板照片如圖6所示。

圖5. 測試設置功能框圖

圖 6. EVAL-CN0335-PMDZ板的照片