增強升壓型DC-DC瞬態(tài)響應的電路設計

隨著(zhù)智能手機和平板電腦等移動(dòng)設備的應用，電源管理技術(shù)受到更多關(guān)注。其中，升壓型DC—DC轉換器以其低供電電壓、低功耗、高效率、高輸出電壓和大輸出電流等特點(diǎn)得到廣泛應用。

但對于升壓型DC—DC轉換器而言，系統本身存在右半平面零點(diǎn)，且其會(huì )隨著(zhù)負載電流的增加而逐漸向低頻靠近。為保證系統的穩定性，通常會(huì )將系統帶寬限制在右半平面零點(diǎn)頻率的1/4～1/10處，因此系統帶寬比降壓型DC—DC轉換器小，故芯片環(huán)路瞬態(tài)響應也相對較慢。系統較慢的瞬態(tài)響應會(huì )嚴重影響升壓型DC—DC轉換器的芯片性能，此外也會(huì )因在負載跳變時(shí)輸出電壓的較大過(guò)沖和下降而損壞輸出相連器。因此，設計具有快速瞬態(tài)響應的升壓型DC—DC轉換器成為重要的研究課題。

本文設計了一種增強同步升壓型DC—DC轉換器的誤差放大器電路，該電路可在輸出負載變化時(shí)，調整誤差放大器電路的跨導和補償，從而提高環(huán)路的帶寬及環(huán)路的響應速度，以提高同步升壓型DC—DC的瞬態(tài)響應。

1 DC-DC轉換器的環(huán)路分析

傳統方式的同步升壓型DC—DC轉換器基本架構如圖1所示，該同步升壓型DC—DC轉換器采用電流模式控制方式，并采用PM為同步整流管，NM為功率管。輸出電壓通過(guò)FB反饋進(jìn)入誤差放大器(EA)并與基準電壓做比較，將誤差信號放大后和功率管采樣信號與斜坡補償信號之和

進(jìn)行PWM比較，產(chǎn)生占空比信號通過(guò)邏輯和驅動(dòng)電路控制功率管和調整管的開(kāi)關(guān)。

K2(s)為EA的傳輸函數;Is為功率管的采樣電流;Rs為采樣電阻;L為儲能電感;Cout為輸出電容;RL為負載電阻。通過(guò)跨導運算放大電路和滯后補償電路構成基本的誤差放大器電路如圖2所示。

分析該電流模同步升壓型DC—DC的環(huán)路小信號，可得出系統環(huán)路傳輸函數的表達式為

由此可看出，傳統的EA補償電路中，EA的增益和補償的零級點(diǎn)固定，因此環(huán)路的帶寬是固定的，且為了避免將右半平面零點(diǎn)包含在環(huán)路帶寬內，故系統帶寬較小，瞬態(tài)響應也相對較差。因此設計了一種可在負載跳變時(shí)，動(dòng)態(tài)調整EA的增益及其補償零點(diǎn)來(lái)提高系統的單位增益帶寬，從而達到提高系統瞬態(tài)響應速度的目的。

2 誤差放大器的電路設計

提出的增強系統瞬態(tài)響應的誤差放大器電路如圖3所示，電路中Vdd為電源電壓，EN為使能控制信號，FB為輸出電壓的反饋信號，Vref為基準電壓，VL為98%的Vref電壓，而VH為102%的Vref電壓;Rt1和Rt22為EA的輸出補償電阻，Cc為補償電容;Rt1～Rt4為誤差放大器輸入級的源極反饋電阻，且Rt1=Rt3，Rt2=Rt4;COMP1和COMP2均為通常比較器，I1～I8為反向器電路，NAND1為與非門(mén)，而RH、CH和RL、CL分別組成低通濾波電路。電路在正常情況下，FB電壓基本與基準電壓Vref相等，EA的輸出電壓Vc控制電感電流大小。且此時(shí)FB的電壓>VL，因此比較器COMP1的輸出電壓為低，同時(shí)VH電壓>FB，故COMP2輸出低電平，此時(shí)S1為高電平而S2為低電平，因此開(kāi)關(guān)管M30～M31以及M32關(guān)，EA正常工作。而在負載跳變時(shí)，若由輕載跳變到重載，則FB瞬間變低使得比較器COMP1翻轉，S1跳低而S2為高，則誤差放大器的源級隨電阻變小，且輸出補償電阻變大，使得系統的帶寬變大;而當負載從重載跳變到輕載時(shí)，輸出電壓會(huì )瞬間過(guò)沖，FB也隨之升高，若FB使得COMP2翻轉，則S1也將同樣調低，增大系統帶寬，提高系統的瞬態(tài)響應。若FB電壓過(guò)高，則信號Over_vref也將跳高，使得Vc電壓被M28拉低，補償電阻被M29短路，從而加速Vc恢復正常。電容C1為確保正常情況下Over_vref為低，而當FB過(guò)高時(shí)，M27所在支路關(guān)斷，可快速將C1電壓拉低，使Over_vref跳高，從而防止輸出電壓過(guò)沖較大。

該誤差放大器的等效電路如圖4所示，其中補償電阻RCX等效為可變電阻，而EA的跨導等效為可變電流。

可得出在負載跳變和正常情況下的傳輸函數分別為

其中，RO為EA的輸出電阻，gmX為EA的跨導，RCX為補償電阻。正常情況下，gmX=1/(Rt1+Rt2)，RCX=RC1;而在負載進(jìn)行跳變的情況下，gmX=1/Rt1，則RCCX=RC1+RC2。由此可看出，相比正常情況，負載跳變時(shí)系統的增益提高，同時(shí)零點(diǎn)位置提前而極點(diǎn)位置后移，系統的帶寬展寬。

3 仿真結果

對于該同步升壓型DC—DC轉換器，在0. 25 μm CMOS工藝條件下，利用Cadence仿真工具進(jìn)行仿真驗證，其仿真環(huán)境為：電源電壓Vin= 3.6 V，輸出電壓Vout=5 V，負載的跳變范圍為500 mA～2 A。圖5為傳統升壓型DC—DC的負載跳變波形，圖中IL為電感電流，Vout為輸出電壓，而Io為負載電流?？煽闯銎浠謴蜁r(shí)間為55μs，負載跳變時(shí)的輸出電壓過(guò)沖和下降為600 mV。圖6為本文提出的具有增強瞬態(tài)響應EA的升壓型DC—DC轉換器，其恢復時(shí)間為30μs，而輸出電壓的過(guò)沖和下降為380 mV。從圖中可看到，系統的瞬態(tài)跳變恢復時(shí)間比傳統的同步升壓型DC—DC轉換器減少了45%，且輸出電壓的上沖和下降值也減少了35%。

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