用于高頻接收器和發(fā)射器的鎖相環(huán)-第一部分

　　第一部分將重點(diǎn)介紹有關(guān)PLL的基本概念，同時(shí)描述基本PLL架構和工作原理，另外，我們還將舉例說(shuō)明PLL在通信系統中的用途。最后，我們將展示一種運用ADF4111頻率合成器和VCO190-902T電壓控制振蕩器的實(shí)用PLL電路。

　　在第二部分中，我們將詳細考察與PLL相關(guān)的關(guān)鍵技術(shù)規格：相位噪聲、參考雜散和輸出漏電流。導致這些因素的原因是什么，如何將其影響降至最低?它們對系統性能有何影響?

　　最后一部分將詳細描述構成PLL頻率合成器的各個(gè)模塊以及ADI頻率合成器的架構。同時(shí)還將簡(jiǎn)要總結目前市場(chǎng)上有售的頻率合成器和VCO，同時(shí)列出ADI的現有產(chǎn)品。

　　PLL基本原理

　　鎖相環(huán)是一種反饋系統，其中電壓控制振蕩器和相位比較器相互連接，使得振蕩器頻率(相位)可以準確跟蹤施加的頻率或相位調制信號的頻率。鎖相環(huán)可用來(lái)從固定的低頻信號生成穩定的輸出頻率信號。首批鎖相環(huán)由法國工程師de Bellescize在20世紀30年代初實(shí)現。然而，直到20世紀60年代中期，集成式PLL成為一種成本相對較低的元件之后，鎖相環(huán)才得到市場(chǎng)的廣泛認可。

　　一般而言，可以把鎖相環(huán)分析為一種帶一個(gè)正向增益項和一個(gè)反饋?lái)椀呢摲答佅到y。

　　基于電壓的負反饋系統的簡(jiǎn)單框圖如圖1所示。

　　圖1.標準負反饋控制系統模型。

　　在鎖相環(huán)中，來(lái)自相位比較器的誤差信號為輸入頻率或相位與反饋信號頻率或相位之差。穩態(tài)下，系統會(huì )強制使頻率或相位誤差信號歸零。其適用負反饋系統的一般公式。

　　受環(huán)路中積分的影響，在低頻下，穩態(tài)增益G(s)較高且

　　PLL中會(huì )增大環(huán)路增益的元件包括：

　　1.鑒相器(PD)和電荷泵(CP)。

　　2.環(huán)路濾波器，其傳遞函數為Z(s)

　　3.電壓控制振蕩器(VCO)，其靈敏度為KV /s

　　4.反饋分頻器，1/N

　　圖2.基本鎖相環(huán)模型。

　　如果將一個(gè)線(xiàn)性元件(如四象限乘法器)用作鑒相器并且環(huán)路濾波器和VCO也為模擬元件，則將其稱(chēng)為模擬或線(xiàn)性PLL (LPLL)。

　　如果使用的是數字鑒相器(EXOR柵極或J-K觸發(fā)器)并且所有其他元件保持不變，則系統稱(chēng)為數字PLL (DPLL)。

　　如果PLL完全用數字模塊構建而成，不帶任何無(wú)源元件或線(xiàn)性元件，則稱(chēng)為全數字PLL (ADPLL)。

　　最后，有了數字化的信息，再加上足夠快的處理能力，也可以在軟件域開(kāi)發(fā)PLL。PLL功能由軟件執行并在DSP上運行。這稱(chēng)為軟件PLL (SPLL)。

　　根據圖2，當系統使用PLL來(lái)生成高于輸入的頻率時(shí)，VCO會(huì )以角頻率ωD振蕩。該頻率/相位信號的一部分會(huì )通過(guò)分頻器以1/N的比率回饋到誤差檢測器。這種經(jīng)過(guò)分頻的頻率會(huì )饋入誤差檢測器的一個(gè)輸入端。本例中，另一路輸入為固定參考頻率/相位。誤差檢測器會(huì )比較兩個(gè)輸入端的信號。當這兩個(gè)信號輸入的相位和頻率相等時(shí)，誤差為零，環(huán)路則處于“鎖定”條件下。如果我們只看誤差信號，則可得到以下等式。

　　在商用PLL中，鑒相器和電荷泵共同構成誤差檢測器模塊。當FO ≠ N FREF時(shí)，誤差檢測器將向低通環(huán)路濾波器輸出源/吸電流脈沖。這會(huì )使電流脈沖穩定轉換為電壓，用以驅動(dòng)VCO。然后，VCO頻率會(huì )根據需要以KV ΔV的幅度增減，其中，KV 為VCO靈敏度(單位：MHz/V)，ΔV 為VCO輸入電壓的變化。這一過(guò)程會(huì )持續進(jìn)行，直到e(s)變?yōu)榱銥橹?，屆時(shí)環(huán)路將鎖定?？梢?jiàn)，電荷泵和VCO充當一個(gè)積分器，用于將其輸出頻率增加或減小至所需值，以(從鑒相器)將其輸入恢復至零。

　　圖3.VCO傳遞函數。

　　簡(jiǎn)單而言，PLL的總傳遞函數(CLG或閉環(huán)增益)可以用上面給出的負反饋系統的CLG表達式來(lái)表示。

　　當GH遠遠大于1時(shí)，我們可以說(shuō)，PLL系統的閉環(huán)傳遞函數為N，因此，

　　環(huán)路濾波器屬于低通類(lèi)濾波器，一般有一個(gè)極點(diǎn)和一個(gè)零點(diǎn)。環(huán)路的瞬態(tài)響應取決于：

　　1. 極點(diǎn)/零點(diǎn)的幅度，

　　2. 電荷泵幅度，

　　3. VCO靈敏度，

　　4. 反饋因子N。

　　在設計環(huán)路濾波器時(shí)，必須考慮所有上述因素。此外，設計濾波器時(shí)必須以穩定為第一要務(wù)(通常建議使相位裕量達π/4)。響應的3-dB截止頻率通常稱(chēng)為環(huán)路帶寬BW。大環(huán)路帶寬會(huì )導致超快的瞬態(tài)響應。然而，這種結果并非始終都有利，因為，就如我們將在第二部分看到的那樣，快瞬態(tài)響應與參考雜散衰減之間存在權衡問(wèn)題。

　　PLL在頻率上調中的應用

　　利用鎖相環(huán)，可以從低頻基準電壓源產(chǎn)生穩定的高頻。要求穩定高頻調諧的任何系統都可以從PLL技術(shù)中受益。這些應用示例包括無(wú)線(xiàn)基站、無(wú)線(xiàn)手機、尋呼機、閉路電路系統、時(shí)鐘恢復和時(shí)鐘生成系統。GSM手機或基站就是PLL應用的一個(gè)很好的例子。圖4顯示了GSM基站的接收部分。

　　在GSM系統中，有124個(gè)寬度為200-kHz的RF頻段通道(每個(gè)通道8個(gè)用戶(hù))。占用的總帶寬為24.8 MHz，必須對這些帶寬掃描以檢查活動(dòng)狀況。手機的發(fā)射(Tx)范圍為880 MHz至915 MHz，接收(Rx)范圍為925 MHz至960 MHz。相反，基站的Tx范圍為925 MHz至960 MHz，Rx范圍為880 MHz至915 MHz。對于本例，我們只考慮基站發(fā)射和接收部分。GSM900和DCS1800基站系統的頻段如表1所示。表2展示的是表1所列頻段范圍內的載波頻率的通道編號(RF通道)。Fl(n)為RF通道低頻段(Rx)的中心頻率，Fu(n)為高頻段(Tx)的對應頻率。

　　圖4.GSM基站接收器的信號鏈。

　　對900-MHz RF輸入濾波、放大并施加到第一級混頻器。另一個(gè)混頻器輸入端用調諧本振(LO)驅動(dòng)。本振必須對輸入頻率范圍掃描，以檢查任何通道上的活動(dòng)狀況。實(shí)際上，LO是運用前面已經(jīng)描述過(guò)的PLL技術(shù)來(lái)實(shí)現的。如果第一中頻(IF)級的中心位于240 MHz，則LO的頻率范圍必須為640 MHz至675 MHz，才能覆蓋RF輸入頻段。當選擇200-kHz的參考頻率時(shí)，可以按200 kHz的步長(cháng)，在整個(gè)頻率范圍內對VCO輸出排序。例如，如果需要650 MHz的輸出頻率，則N的值為3250。該650-MHz的LO會(huì )有效地檢查890-MHz RF通道(FRF – FLO = FIF 或 FRF = FLO + FIF)。當N增至3251時(shí)，LO頻率為650.2 MHz，檢查的RF通道為890.2 MHz。如圖5所示。

　　圖5.GSM基站接收器的測試頻率。

　　值得注意的是，除了可調諧RF LO以外，接收器部分也采用了固定IF(在所示例子中為240 MHz)。盡管該IF并不需要頻率調諧，但仍然采用了PLL技術(shù)。其原因在于，運用穩定的系統參考頻率來(lái)產(chǎn)生高頻IF信號不失為一種經(jīng)濟的方式。多家頻率合成器制造商已經(jīng)意識到這一事實(shí)，推出了雙版本器件：一個(gè)版本支持較高RF頻率(>800 MHz)，另一個(gè)版本支持較低IF頻率(500 MHz或以下)。

　　在GSM系統的發(fā)射端也存在類(lèi)似的要求。然而，更常見(jiàn)的做法是直接從基帶上變頻為發(fā)射部分的最終RF;這意味著(zhù)，基站的典型TX VCO的范圍為925 MHz至960 MHz(發(fā)射部分的RF頻段)。

　　電路示例

　　圖6顯示了GSM手機發(fā)射部分本振的實(shí)際實(shí)現方式。我們假設，基帶直接上變頻為RF。該電路采用了來(lái)自ADI的新型ADF4111 PLL頻率合成器，以及來(lái)自Vari-L公司的VCO190-902T電壓控制振蕩器(http://www.vari-L.com/)。

　　參考輸入信號施加于電路的FREFIN，其端接電阻為50 Ω。在GSM系統中，該參考輸入頻率的典型值為13 MHz。為了使通道間距為200 kHz(GSM標準)，必須運用ADF4111的片內參考分頻器，將參考輸入除以65。

　　ADF4111是一款整數N PLL頻率合成器，最高支持1.2 GHz的RF工作頻率。在該整數N型頻率合成器中，可以按離散整數步長(cháng)，在96至262,000范圍內對N編程。對于手機發(fā)射器，如果所需輸出范圍為880 MHz至915 MHz，并且內部參考頻率為200 kHz，則所需N值的范圍為4400至4575。

　　ADF4111的電荷泵輸出(引腳2)驅動(dòng)環(huán)路濾波器?；径?，該濾波器(圖2中的Z(s))是一款一階滯后-超前型濾波器。在計算環(huán)路濾波器元件值時(shí)，需要考慮多個(gè)事項。在本例中，環(huán)路濾波器的設計宗旨是使系統的整體相位裕量為45度。其他PLL系統技術(shù)規格如下：

　　KD = 5 mA

　　KD = 5 mA

　　KV = 8.66 MHz/V

　　KV = 8.66 MHz/V

　　Loop Bandwidth = 12 kHz

　　環(huán)路帶寬 = 12 kHz

　　FREF = 200 kHz

　　FREF = 200 kHz

　　N = 4500

　　N = 4500

　　Extra Reference Spur Attenuation = 10 dB

　　額外參考雜散衰減 = 10 dB

　　所有這些技術(shù)規格都需要用來(lái)計算環(huán)路濾波器元件值，如圖6所示。

　　環(huán)路濾波器輸出驅動(dòng)VCO，然后饋入PLL頻率合成器的RF輸入端，同時(shí)驅動(dòng)RF輸出通道。用一個(gè)帶18 ?電阻的T型電路配置在A(yíng)DF4111的VCO輸出、RF輸出和RFIN引腳之間提供50 ?匹配。

　　在PLL系統中，知道系統何時(shí)鎖定十分重要。在圖6中，這是通過(guò)利用ADF4111的MUXOUT信號來(lái)實(shí)現的?？稍O置MUXOUT引腳來(lái)監控頻率合成器中的各種內部信號。其中之一是LD或鎖定檢測信號。舉例來(lái)說(shuō)，當選用MUXOUT以選擇鎖定檢測時(shí)，就可以在系統中用MUXOUT來(lái)觸發(fā)個(gè)輸出功率放大器。

　　ADF4111用一個(gè)簡(jiǎn)單的4級串行接口來(lái)與系統控制器通信。參考計數器、N計數器和各種其他片內功能都是通過(guò)該接口進(jìn)行編程的。

　　結論

　　在本系列的第一部分中，我們借助一些簡(jiǎn)單的框圖和等式，介紹了PLL的基本概念。我們還展示了一個(gè)典型的例中，說(shuō)明了PLL結構的用武之地，并詳細描述了一種實(shí)際實(shí)現方法。

　　在下一部分中，我們將進(jìn)一步探討對PLL至關(guān)重要的技術(shù)規格，并討論它們對系統的意義。

　　參考文獻

　　1. Mini-Circuits Corporation, “VCO Designers Handbook.”

　　1.Mini-Circuits公司，“VCO Designers Handbook”(VCO設計師手冊)。

　　2. L.W. Couch, “Digital and Analog Communications Systems” Macmillan Publishing Company, New York.

　　2.L.W.Couch，“Digital and Analog Communications Systems”(數字與模擬通信系統)，Macmillan Publishing Company，New York。

　　3. P. Vizmuller, “RF Design Guide,” Artech House.

　　3.P. Vizmuller，“RF Design Guide”(RF設計指南)，Artech House。

　　4. R.L. Best, “Phase Locked Loops: Design, Simulation and Applications,” 3rd Edition, McGraw Hill.

　　4.R.L.Best，“Phase Locked Loops:Design, Simulation and Applications”(鎖相環(huán)：設計、仿真與應用)，第3版，McGraw Hill。

　　Figure 6. Transmitter local oscillator for GSM handset.

　　圖6.GSM手機的發(fā)射器本振。