運放相位（頻率）補償電路設計

　　集成運放的內部是一個(gè)多級放大器。其對數幅頻特性如圖...1所示中的曲線(xiàn)①(實(shí)線(xiàn))。對數幅頻特性曲線(xiàn)在零分貝以上的轉折點(diǎn)稱(chēng)為極點(diǎn)。圖中，稱(chēng)P1 P2點(diǎn)為極點(diǎn)。極點(diǎn)對應的頻率稱(chēng)為轉折頻率，如fp1,fp2,第一個(gè)極點(diǎn)，即頻率最低的極點(diǎn)稱(chēng)為主極點(diǎn)。在極點(diǎn)處，輸出信號比輸入信號相位滯后45°，幅頻特性曲線(xiàn)按-20dB/10倍頻程斜率變化，每十倍頻程輸出信號比輸入信號相位滯后90。極點(diǎn)越多，越容易自激，即越不穩定。為使集成運放工作穩定，需進(jìn)行相位(頻率)補償。

　　按補償原理分滯后補償、超前補償及滯后一超前補償等。

　　滯后補償:凡是使相移增大的補償即被稱(chēng)為滯后補償。滯后補償使主極點(diǎn)頻率降低，即放大器頻帶變窄。如補償后只有一個(gè)極點(diǎn)，則被稱(chēng)為單極點(diǎn)，如圖2.21(a)所示中的曲

　　線(xiàn)②。

　　超前補償:凡是使相移減小的補償即被稱(chēng)為超前補償，超前補償使幅頻特性曲線(xiàn)出現零點(diǎn),即放大器頻帶變寬。在零點(diǎn)處輸出信號比輸入信號相位超前45°，幅頻特性曲線(xiàn)按+20dB/10倍頻程斜率變化。補償辦法是將零點(diǎn)與補償前的一個(gè)極點(diǎn)重合，如圖2.21(a)中的P2點(diǎn)，補償后的幅頻特性曲線(xiàn)如圖2.21(a)所示中的曲線(xiàn)③，補償后頻帶展寬。

　　1.輸入端的滯后補償網(wǎng)絡(luò )(外部滯后補償)

　　在集成運放的兩輸入端之問(wèn)并一串聯(lián)的電阻(RB)、電容(CB)的網(wǎng)絡(luò )被稱(chēng)為輸入端的滯后補償。這種補償使通頻帶變窄，適用于對頻帶要求不高的電路。這種方法也有助于提高集成運放的上升速率。

　　RB，CB的估算方法(I)

　　在放大器增益給定的條件下暫時(shí)短接CB，在集成運放兩輸入端之間并聯(lián)RB，RB的值由大到小的改變，直至放大器進(jìn)入臨界穩定狀態(tài)。這時(shí)可用示波器看到近似正弦波。并用示波器水平(時(shí)間)軸測出振蕩周期，換算出振蕩頻率fo實(shí)際是放大器的放大倍數等于1時(shí)的頻率。補償電容CB的值可按下式估算，即

　　CB》1/(RB*f)

　　2.反饋端超前補償

　　將補償電容并在閉環(huán)放大器的外部反饋電阻上。其補償原理如圖2.21(a)所示的曲線(xiàn)③。這種補償叮以展寬高頻帶寬，電路圖如圖2.2.13所示。

　　(1)抵消第二個(gè)極點(diǎn)的補償

　　(2)削弱輸入分布電容影響的補償

　　將補償電容并在閉環(huán)放大器的外部反饋電阻上，使輸入信號在高頻時(shí)能直接耦合到輸出端，削弱輸入分布電容的影響，改善電路的高頻特性，電路圖如圖2.2.14所示。補償條

　　件為

　　RF*CB = Rr*Cr

　　式中，r為輸入端分布電容。