如何提高便攜式系統電源的效率

雖然開(kāi)關(guān)式電源供應器聲稱(chēng)可以發(fā)揮接近 100% 的效率，但若以低負載電流操作，其效率則會(huì )大幅下降，甚至比線(xiàn)性穩壓器的效率還低。我們只要采用斷續導電模式 (DCM) 再配合多種不同的操作模式，便可提高開(kāi)關(guān)式電源的效率。

目前市場(chǎng)有多種不同的開(kāi)關(guān)式電源可供選擇，例如采用升壓、降壓以及反相配置等不同的電源供應器，而其中以降壓轉換器最受采用電池供電的應用方案歡迎。

降壓轉換器受歡迎的原因非常簡(jiǎn)單。開(kāi)關(guān)式電源的效率接近 100%，但能否發(fā)揮這樣高的效率則取決于操作環(huán)境及電源供應器在系統設計中所扮演的角色。開(kāi)關(guān)穩壓器的效率遠比線(xiàn)性穩壓器高，正因為這個(gè)緣故，以電池供電的應用方案大多選用開(kāi)關(guān)穩壓器。

[圖]

開(kāi)關(guān)降壓穩壓器
線(xiàn)性穩壓器

· Vg = 3.6V
· Vo = 1.5V
· 0 < Io < 300mA

圖 1：以較高以至極高負載電流操作時(shí)，開(kāi)關(guān)降壓穩壓器的效率比線(xiàn)性穩壓器高一倍，但負載若很低，其效率便會(huì )大打折扣。

圖 1 將線(xiàn)性穩壓器與開(kāi)關(guān)降壓穩壓器在不同負載電流下所發(fā)揮的效率加以比較。從圖中我們可以看到在大部分的負載情況下線(xiàn)性穩壓器只能發(fā)揮約 40% 的效率，而降壓穩壓器的效率則超過(guò) 90%。但我們必須留意，當負載電流跌近至 0.1mA 的極低水平時(shí)，降壓穩壓器的效率會(huì )跌至比線(xiàn)性穩壓器的效率還低的水平。

雖然開(kāi)關(guān)穩壓器在一個(gè)很窄小的負載范圍內無(wú)法發(fā)揮其高效率，但這又與我們何干？話(huà)不能這樣說(shuō)，因為如果我們的系統有很多時(shí)間處于待機狀態(tài)，這個(gè)問(wèn)題便不能置之不理。

微處理器/數字信號處理器核心模式 備用 待機 第 1 次操作 第 2 次操作 滿(mǎn)載操作
這個(gè)模式占全部使用時(shí)間的百分比
負載電流 Io [mA]

線(xiàn)性穩壓器線(xiàn)性穩壓器平均總 Ig [mA] 效率 [%]
電池電流 Ig [mA]
這個(gè)模式的平均 Ig [mA]

開(kāi)關(guān)穩壓器開(kāi)關(guān)穩壓器平均總 Ig [mA] 效率 [%]
電池電流 Ig [mA]
這個(gè)模式的平均 Ig [mA]

Vg = 3.6V
Vo = 1.5V
0 < Io < 300mA

圖 2：裝設于移動(dòng)電話(huà)之內的微處理器/數字信號處理器可能有 90% 的時(shí)間采用低負載的待機模式。以這樣低的負載來(lái)說(shuō)，線(xiàn)性穩壓器是一個(gè)效率更高的供電來(lái)源。

例如，裝設于移動(dòng)電話(huà)之內的微處理器/數字信號處理器有 90% 的時(shí)間采用低負載的待機模式，期間只耗用 0.1mA 的電流。我們若采用線(xiàn)性穩壓器為微處理器/數字信號處理器提供電源供應，電池只需要提供 0.12mA 的供電便可驅動(dòng)穩壓器。但我們若采用開(kāi)關(guān)穩壓器，電池則需要提供 0.14mA 的供電，耗電量比線(xiàn)性穩壓器高 15%。

毫無(wú)疑問(wèn)，開(kāi)關(guān)穩壓器在其余 10% 的時(shí)間可以發(fā)揮遠比待機模式為高的效率。對于以電池供電的系統來(lái)說(shuō)，開(kāi)關(guān)穩壓器是一個(gè)較為理想的選擇，原因也在于此。但其實(shí)我們有多個(gè)方法可以進(jìn)一步提高開(kāi)關(guān)穩壓器以低負載電流操作時(shí)的效率，以下介紹兩個(gè)改善的方法。

[圖]
圖 3a
NMOS: 同步整流器 S2

[圖]
PMOS: 主開(kāi)關(guān)器 S1
驅動(dòng)器
圖 3b

圖 3：理想的開(kāi)關(guān)電源的開(kāi)關(guān)由兩個(gè)金屬氧化半導體場(chǎng)效應晶體管 (MOSFET) S1 及S2 搭配相關(guān)電路組成。

導電損耗的產(chǎn)生

第一個(gè)改善效率的方法是盡量減少電源供應器采用低負載電流操作時(shí)產(chǎn)生的導電損耗。(第二個(gè)方法是盡量減少開(kāi)關(guān)損耗。) 但深入探討這兩個(gè)問(wèn)題之前，我們要先了解有關(guān)的背景。例如，圖 3a 是一個(gè)理想的開(kāi)關(guān)穩壓器電路，我們可以看看輸出濾波器內的電感器的電壓及電流波形。

若開(kāi)關(guān)處于位置 1，電感器的電壓為 Vg - V。若開(kāi)關(guān)處于位置 2，電感器的電壓為 -V。

若開(kāi)關(guān)處于位置 1，電感器的電流斜率則屬正數。我們可以利用以下公式計算斜率的數值：

di
VL = L ----
Dt

Vg - V
斜率相等于 ---------
L

若開(kāi)關(guān)處于位置 2，電感器的電流斜率則屬負數，

-V
其斜率相等于---------
L

簡(jiǎn)單來(lái)說(shuō)，這是電感器平均電流的紋波。紋波的波幅具有相當重要作用，現特別以 DIL 這個(gè)符號代表紋波波幅。DIL 是電感器紋波電流的峰值與其平均值之間的波幅。(2DIL 是紋波的峰峰值。)

當我們分析開(kāi)關(guān)式電源供應器的穩定狀態(tài)時(shí)，我們不可忘記以下兩個(gè)事實(shí)。其一是電感器的平均電壓等于零；其二是流經(jīng)電容器的平均電流等于零。

我們若細心分析這些事實(shí)，便會(huì )發(fā)現開(kāi)關(guān)穩壓器的直流輸出電壓與占空度及輸入電壓成正比，亦即 V = D x Vg。我們也會(huì )發(fā)現流經(jīng)電感器的平均電流相等于輸出電流。

因此，若負載電流上升，電感器的平均電流也隨著(zhù)上升。若負載電流下降，電感器的平均電流也隨著(zhù)下降。但無(wú)論負載電流如何波動(dòng)，紋波電流的波幅保持不變。我們必須緊記一點(diǎn)，紋波的波幅(DIL) 取決于輸入及輸出電壓，也取決于電感器的電感值，但不受電流的影響。

[圖]

高 Io
低 Io
每當負載電流跌至較低的水平時(shí)，電感器電流的極性會(huì )逆轉

高 Io
低 Io
電感器電流在周期結束前下跌至零：“斷續導電模式”(DCM)

圖 4：電源供應器處于穩定狀態(tài)時(shí)，電感器平均電流等于負載電流。負載電流下跌時(shí)，電感器電流也會(huì )隨著(zhù)下跌，直至電感器電流跌至低于零，導電損耗便由此產(chǎn)生。

我們若在示波器上觀(guān)看流經(jīng)電感器的電流，便可看到電感器電流之中直流部分的紋波。我們若調低開(kāi)關(guān)穩壓器的負載電流，便會(huì )發(fā)覺(jué)電感器電流的直流部分也會(huì )隨著(zhù)下跌，但紋波的波幅則不會(huì )出現任何變動(dòng)。我們若不斷將負載電流調低，直到低至某一點(diǎn)時(shí)我們會(huì )發(fā)覺(jué)電感器電流會(huì )在一瞬間低于零。

即使我們將電感器電流的流向逆轉，作用也不大，因為這樣不會(huì )加大輸出電流，但卻會(huì )引致電源供應器產(chǎn)生內在的導電損耗，以致效率會(huì )受到影響。

為免電流跌至低于零，我們可以采用過(guò)零檢測電路，指示圖 3b 上的 S2 開(kāi)關(guān)在電流跨越零點(diǎn)時(shí)立即開(kāi)啟。開(kāi)關(guān)器開(kāi)啟之后，電感器電流將會(huì )以斷斷續續的方式流動(dòng)。換言之，開(kāi)關(guān)穩壓器已改用斷續導電模式操作。

由于我們知道電感器電流會(huì )跌至零，電流甚至會(huì )停止一段時(shí)間，因此我們很容易看見(jiàn)斷續操作模式。為此，開(kāi)關(guān)必須執行二極管的功能，讓電流只能單向流動(dòng)。這是確保轉換器在較低負載電流下仍能以較高效率操作的理想方法。美國國家半導體的 LM26XX 系列降壓轉換器芯片采用的所有開(kāi)關(guān)穩壓器都具備這個(gè)功能特色。

開(kāi)關(guān)損耗的累加效果

正如先前所說(shuō)，我們的目的是要確保開(kāi)關(guān)穩壓器即使采用低負載電流操作也可發(fā)揮更高的效率。第一個(gè)改善辦法主要針對轉換器的導電損耗，并確保有關(guān)損耗能減至最少。第二個(gè)改善方法是要盡量減低開(kāi)關(guān)損耗。

開(kāi)關(guān)式電源供應器共有五大類(lèi)開(kāi)關(guān)損耗。

MOSFET 門(mén)極及開(kāi)關(guān)節點(diǎn)四周的電容器會(huì )不斷充電及放電，并在這個(gè)過(guò)程中不斷產(chǎn)生開(kāi)關(guān)損耗，這是開(kāi)關(guān)式電源的第一類(lèi)開(kāi)關(guān)損耗。即使采用任何 CMOS 門(mén)極或 CMOS 計數器，并將所有不同內部節點(diǎn)的所有電容加以充電及放電，其中產(chǎn)生的所有損耗即等于第一類(lèi)開(kāi)關(guān)損耗。換言之，第一類(lèi)開(kāi)關(guān)損耗與開(kāi)關(guān)頻率成正比。

第二類(lèi)開(kāi)關(guān)損耗屬于電感開(kāi)關(guān)過(guò)渡損耗，而這種損耗也會(huì )降低電源供應器的效率。出現損耗的主要原因是即使電路上其它芯片的電壓不斷轉變，電感器永遠想確保流入這些芯片的電流能保持穩定。

第三類(lèi)開(kāi)關(guān)損耗由二極管本身的反向恢復所產(chǎn)生。開(kāi)關(guān)式電源供應器的“開(kāi)關(guān)”由兩個(gè)金屬氧化半導體場(chǎng)效應晶體管 (MOSFET) 組成，它們分別是 PMOS 晶體管以及 NMOS 晶體管。(參看圖 3b)。每當電感器獲得電源供應時(shí)，PMOS 開(kāi)關(guān)便會(huì )開(kāi)啟，而 NMOS 開(kāi)關(guān)便會(huì )關(guān)閉。反過(guò)來(lái)說(shuō)，若電源供應器停止向電感器供電，PMOS 開(kāi)關(guān)便會(huì )關(guān)閉，而 NMOS 開(kāi)關(guān)則會(huì )開(kāi)啟。但我們當然不想同時(shí)開(kāi)啟 PMOS 及 NMOS 的開(kāi)關(guān)，否則可能會(huì )有大量電流從電池流入接地線(xiàn)。為免這個(gè)情況出現，我們要適當安排驅動(dòng)信號，以便在過(guò)渡時(shí)間內短暫關(guān)閉這兩個(gè)開(kāi)關(guān)。但由于電感器必須確保其電流穩定，因此為了吸納電感器的電流，NMOS 晶體管的二極管必須在此時(shí)啟動(dòng)。二極管一經(jīng)啟動(dòng)之后，二極管引起的電壓下降便會(huì )產(chǎn)生電感損耗。但二極管一經(jīng)關(guān)閉之后，也會(huì )產(chǎn)生瞬態(tài)開(kāi)關(guān)損耗，以致需要電源供應器為其提供反向恢復電流 (亦即電源供應)。

第四類(lèi)開(kāi)關(guān)損耗屬于控制器本身的內部損耗、振蕩器的損耗以及電源供應器內在的其它損耗。部分損耗與開(kāi)關(guān)頻率的高低成正比。最后一類(lèi)損耗來(lái)自電感器本身。電感器除了有其正常的電阻損耗之外，還有核心損耗及渦流損耗。核心及渦流損耗也與開(kāi)關(guān)頻率的高低成正比。

最后三類(lèi)損耗不一定像第一、二類(lèi)損耗那么明顯，但我們不能置之不理，我們若想清楚了解開(kāi)關(guān)穩壓器能發(fā)揮哪一水平的效率，便需將這些損耗計算在內。

多種不同的操作模式

既然有這么多種開(kāi)關(guān)損耗，現在的問(wèn)題是如何將這些損耗減至最少。一般來(lái)說(shuō)，采用脈沖寬度調制 (PWM) 技術(shù)的開(kāi)關(guān)穩壓器在進(jìn)入脈沖寬度調制 (PWM) 操作模式時(shí)可以將其開(kāi)關(guān) -- 即內含的兩個(gè)金屬氧化半導體場(chǎng)效應晶體管 (MOSFET) -- 的開(kāi)關(guān)頻率保持在一個(gè)固定的水平。

雖然脈沖寬度調制 (PWM) 的優(yōu)點(diǎn)很多，但其中一個(gè)缺點(diǎn)是每當開(kāi)關(guān)穩壓器采用較低負載電流操作時(shí)，其效率會(huì )下降。

當開(kāi)關(guān)穩壓器以接近滿(mǎn)載或較大負載電流操作時(shí)，導電損耗遠比瞬態(tài)開(kāi)關(guān)損耗為多。若負載電流下降，導電損耗也會(huì )按比例下跌，但大部分開(kāi)關(guān)損耗則不會(huì )下跌，因為振蕩器及電源供應器的開(kāi)關(guān)頻率一直保持不變，并繼續以這個(gè)較高的頻率進(jìn)行開(kāi)關(guān)。因此開(kāi)關(guān)損耗會(huì )占開(kāi)關(guān)穩壓器總體損耗一個(gè)較大的比例。正是由于這個(gè)原因，負載電流若下跌，效率也會(huì )隨著(zhù)下降。

有一種操作模式可以減低開(kāi)關(guān)損耗，令開(kāi)關(guān)頻率也會(huì )隨著(zhù)負載電流的下跌而下跌，藉此減低開(kāi)關(guān)損耗，以便提高效率。

脈沖頻率調制 (PFM) 便屬于這種可以降低開(kāi)關(guān)頻率以便減少開(kāi)關(guān)損耗的操作模式。若開(kāi)關(guān)穩壓器采用脈沖頻率調制 (PFM) 模式運行，我們只要進(jìn)行簡(jiǎn)單的計算及分析，便會(huì )發(fā)覺(jué)轉換器的開(kāi)關(guān)頻率確實(shí)與負載的大小成正比。但開(kāi)關(guān)頻率也與其它系數成正比。轉換器若采用脈沖頻率調制 (PFM) 模式運行，即使負載電流較低，也可發(fā)揮比脈沖寬度調制 (PWM) 模式為高的效率。

[圖]
圖 5：開(kāi)關(guān)式電源供應器只要靈活采用脈沖寬度調制 (PWM) 及脈沖頻率調制 (PFM) 兩種操作模式，便可以在較寬的低負載范圍內發(fā)揮更高的效率。

圖 5 列出測試美國國家半導體 LM2618 穩壓器所得的數據。這款穩壓器設有多個(gè)簡(jiǎn)單的控制裝置，讓用戶(hù)可以在脈沖頻率調制 (PFM) 及脈沖寬度調制 (PWM) 兩種模式之間不斷來(lái)回轉換。

首先，據上圖右邊所顯示，穩壓器若以接近 400 mA 的滿(mǎn)載電流操作時(shí)，效率則非常高。但當負載下降，負載電流跌至約 50 mA 時(shí)，穩壓器的效率開(kāi)始急降，主要因為 LM2618 穩壓器采用脈沖寬度調制 (PWM) 模式操作，令這個(gè)時(shí)候的開(kāi)關(guān)損耗占較大的比例。若穩壓器的負載電流下跌至 50 mA 時(shí)改用脈沖頻率調制 (PFM) 模式操作，我們會(huì )發(fā)覺(jué)雖然穩壓器的效率比之前稍低，但仍然遠比這個(gè)轉換器繼續采用脈沖寬度調制 (PWM) 模式時(shí)的效率高。由于開(kāi)關(guān)穩壓器可以因應負載電流的高低在兩種不同模式之間靈活轉換，因此可在較寬的負載電流范圍內發(fā)揮比單一操作模式穩壓器更高的效率。

但脈沖頻率調制 (PFM) 模式也有其缺點(diǎn)，它的可變頻率會(huì )對一些靈敏度極高的系統如高靈敏度模擬系統或射頻系統造成干擾。

脈沖頻率調制 (PFM) 模式還有其它潛在的缺點(diǎn)。例如開(kāi)關(guān)穩壓器的輸出紋波電壓比脈沖寬度調制 (PWM) 模式的輸出紋波電壓高。這是由于開(kāi)關(guān)式電源供應器一般都采用前文曾討論過(guò)的斷續導電模式操作，以致更高的峰值開(kāi)關(guān)電流產(chǎn)生更高的紋波電壓。

我們設計的系統若有可能受可變頻率產(chǎn)生的噪音影響，又或者系統的電壓紋波必須保持在極低的水平，我們便需要考慮采用另一種操作模式以提高開(kāi)關(guān)穩壓器的效率。這種模式的解決辦法是利用 SMPT 執行線(xiàn)性穩壓器而非開(kāi)關(guān)穩壓器的功能。

若采用 SMPT 執行線(xiàn)性穩壓器的功能，尤其是執行低壓降穩壓器的功能，電源供應器便可利用 S1 金屬氧化半導體場(chǎng)效應晶體管 (MOSFET) 將輸入電壓壓低至穩壓輸出水平。

低壓降操作模式有它的優(yōu)點(diǎn)。在以上的三個(gè)模式之中，毫無(wú)疑問(wèn)以低壓降操作模式的靜態(tài)電流為最低。因此，我們的系統若需要在一段很長(cháng)的時(shí)間內采用待機模式，期間必須耗用極低的負載電流，像低壓降穩壓器所耗用的那么低的靜態(tài)電流，那么系統的效率可能會(huì )不太理想，但電池的電流 (即整體的輸入供電電流) 也會(huì )很低，因此仍可改善電池效率，直至系統的操作耗盡電池的用電為止。低壓降穩壓器產(chǎn)生的噪音當然遠比任何類(lèi)型的開(kāi)關(guān)穩壓器為低，因此這也是它的主要優(yōu)點(diǎn)。

簡(jiǎn)單來(lái)說(shuō)，可在脈沖寬度調制 (PWM) 及脈沖頻率調制 (PFM) 兩種模式之間靈活轉換的開(kāi)關(guān)穩壓器可在極廣闊的負載范圍內以更高的效率提供供電，而且靜態(tài)電流 (IQ) 極低。其缺點(diǎn)是以較低負載電流操作時(shí)會(huì )產(chǎn)生較多輸出電壓紋波。相較之下，可以靈活選用脈沖寬度調制 (PWM) 或低壓降模式的開(kāi)關(guān)穩壓器即使在極低負載、極低靜態(tài)電流以及極低輸出電壓紋波等情況下仍能以較高的效率提供供電。

此外，若要提高效率，我們可以一方面減低開(kāi)關(guān)損耗，另一方面減低導電損耗。我們若雙管齊下，便可確保即使便攜式系統以極低的負載電流操作，仍然可以提高其電源供應效率。

圖片說(shuō)明：

圖 1：以較高以至極高負載電流操作時(shí)，開(kāi)關(guān)降壓穩壓器的效率比線(xiàn)性穩壓器高一倍，但負載若很低，其效率便會(huì )大打折扣。

圖 2：裝設于移動(dòng)電話(huà)之內的微處理器/數字信號處理器可能有 90% 的時(shí)間采用低負載的備用模式。以這樣低的負載來(lái)說(shuō)，線(xiàn)性穩壓器是一個(gè)效率更高的供電來(lái)源。

圖 3：理想的開(kāi)關(guān)模式電源供應器的開(kāi)關(guān)由兩個(gè)金屬氧化半導體場(chǎng)效應晶體管 (MOSFET) S1 及S2 搭配相關(guān)電路組成。

圖 4：電源供應器處于穩定狀態(tài)時(shí)，電感器平均電流等于負載電流。負載電流下跌時(shí)，電感器電流也會(huì )隨著(zhù)下跌，直至電感器電流跌至低于零，導電損耗便由此產(chǎn)生。

圖 5：開(kāi)關(guān)式電源供應器只要靈活采用脈沖寬度調制 (PWM) 及脈沖頻率調制 (PFM) 兩種操作模式，便可以在較寬的低負載范圍內發(fā)揮更高的效率。