基于DSP的ILS機載接收機基帶信號處理

對于頻率f3=1 020 Hz信號分量，由于其頻率較高，無(wú)需1 000個(gè)數據全部參加運算，因此首先通過(guò)一個(gè)數據選通步驟，只選取其中的125個(gè)點(diǎn)送入高通濾波器H2，可以得到純的單頻f3信號。而對于頻率f1=90 Hz，f2=150 Hz兩個(gè)信號分量，其頻率較低，必須首先經(jīng)過(guò)8倍抽取，降低采樣率，才能減輕對后續濾波器設計的要求。因此8倍抽取后，數據的長(cháng)度為125點(diǎn)，再分別經(jīng)過(guò)低通H5和高通H4得到對應的頻率f1=90 Hz，f2=150 Hz兩個(gè)分量信號。

這里有幾個(gè)問(wèn)題需要說(shuō)明。由于是對正弦信號進(jìn)行采樣，從時(shí)域進(jìn)行幅度估計，首先要解決的是幅度估計精度的問(wèn)題。因為采樣周期與信號周期不一定滿(mǎn)足整數倍關(guān)系，也就是說(shuō)正弦信號采樣后的各周期的最大值點(diǎn)不一定對應的就是正弦信號的最大值點(diǎn)，假定采樣信號的最大值點(diǎn)與實(shí)際信號最大值之差在△d以?xún)?，則采樣率最小值由下式?jīng)Q定：

從式(2)可以看出：△d一定時(shí)，信號的頻率f0與采樣率最小值成正比關(guān)系，或者說(shuō)，提高信號的采樣率，可以降低信號幅度估計精度。因此本文中將所有信號進(jìn)行了2倍插值。

從圖2還可以看出：

(1)信號經(jīng)過(guò)濾波后再進(jìn)行8倍抽取，這種算法意味著(zhù)數據1 000個(gè)點(diǎn)全部參加濾波運算，然而其中輸出值只利用了其中1／8。顯然這種方式是浪費了運算時(shí)間，因此本文采用多相結構，提高運算速度。而圖1中的三倍抽取也可以用多相結構實(shí)現。

(2)進(jìn)行處理的數據均為125點(diǎn)，輸出數據均為250點(diǎn)，因此這些數據可以公用存儲空間，濾波器H6，H7和H8結構是一樣的，因此可以用一個(gè)存儲空間存儲濾波器系數。

(3)信號是經(jīng)過(guò)若干個(gè)濾波器進(jìn)行分別處理的，因此信號的幅度還受到濾波器的影響。在實(shí)際工作之前，還需要進(jìn)行定標處理。定標方法是通過(guò)給定信號源，分別測定每路信號的衰減程度。

ILS基帶信號處理板如圖3所示，其中標注1的是信號處理板，標注2的是信號源模塊，標注3的是電源模塊。每批次數據的運算速度為528 ms，基本滿(mǎn)足實(shí)際需要。

圖4給出了各頻點(diǎn)上幅度估計誤差與頻率的關(guān)系。導致誤差隨頻率變化的原因主要由濾波器的特性，以及采樣率與信號頻率之間的比值關(guān)系決定。其中濾波器特性的影響主要是影響誤差隨頻率的慢變成分，而信號頻率與采樣率關(guān)系的變化則會(huì )導致誤差隨頻率的快變。從圖4可以看出，對于低頻分量，估計誤差可以控制在2％以?xún)?，而高頻分量的估計誤差則更小。

4 結語(yǔ)

儀表著(zhù)陸系統是國際目前通用的飛機著(zhù)陸設備。常規的ILS機載接收機基帶信號處理部分采用模擬電路實(shí)現，測量精度低，電路實(shí)現復雜。本文基于DSP器件，基帶信號處理部分全部在數字域進(jìn)行，采用了定長(cháng)的FIR濾波器和多速率信號處理算法，并針對硬件條件，對軟件的處理速度和存儲空間進(jìn)行了優(yōu)化。將該軟件在DSP TMS320F2812系列開(kāi)發(fā)板上進(jìn)行了仿真，計算結果穩定、精確，總體性能優(yōu)于常規ILS機載接收機基帶信號處理模塊。