利用多通道ADC使系統性能達到更先進(jìn)水平

就像兔子誘惑狗賽跑一樣，兔子必須要比狗跑的快，要求最嚴格的數據采集系統的性能自然要高于民用模數轉換器(ADC)。這些極嚴格的要求推動(dòng)IC制造商及其用戶(hù)的發(fā)展，出現許多滿(mǎn)足高端數據采集系統需求的“增強性能”的創(chuàng )新方法。

其中一種方法是通過(guò)采用多通道ADC填充轉換器的“時(shí)隙”來(lái)大幅度增加采樣速率、降低噪聲或擴展動(dòng)態(tài)范圍。隨著(zhù)給定帶寬和分辨率下的單個(gè)ADC的成本、尺寸和功耗的降低，并且隨著(zhù)多個(gè)轉換器（通常封裝在一起）的應用越來(lái)越多，該方法變得越來(lái)越切實(shí)可行。

本文將討論兩種多通道方法：信號平均--保證采樣速率不變，增加分辨率；時(shí)間交織——保證分辨率不變，提高采樣速率。采用這兩種方法的產(chǎn)品已經(jīng)誕生，例如ADI公司的AD10678(16 bit，80 MSPS ADC)和AD12500(12 bit，500 MSPS ADC)。

信號平均

信噪比（SNR，以 dB為單位），是成像和雷達等應用中的關(guān)鍵性能指標。這些系統中使用的ADC可能會(huì )受到許多外部噪聲源的影響，包括時(shí)鐘噪聲、電源噪聲和布線(xiàn)引入的耦合數字噪聲。只要不相關(guān)噪聲源的平方和的平方根（RSS）小于A(yíng)DC固有量化噪聲，輸出平均就會(huì )有效地降低總體本底噪聲。

那些需要較高SNR的系統通常使用數字后處理器將多個(gè)ADC通道的輸出加和。信號直接相加，而來(lái)自單獨ADC（假設不相關(guān)）的噪聲采用RSS加和，因此輸出加和提高了總體SNR。四個(gè)ADC輸出的加和會(huì )提高6 dB SNR，即1 LSB。AD6645 14 bit 80 MSPS ADC規定有效位數（ENOB）為12。圖1示出四個(gè)AD6645的輸出加和增加了2 bit分辨率和1 bit性能。

每個(gè)ADC的輸入包含一個(gè)信號項（VS）和一個(gè)噪聲項（VN）。對四個(gè)噪聲電壓求和得到的總電壓VT等于四個(gè)信號電壓的線(xiàn)性和加上四個(gè)噪聲電壓的RSS值，即：

由于VS1=VS2=VS3=VS4，等效于信號被放大了四倍，而ADC的噪聲（RMS值）只放大了兩倍，從而使信噪比增大兩倍，即增加6.02 dB。因此，四路信號求和所獲得的6.02 dB增量(SNR)使有效分辨率提升了1bit。因為SNR(dB)=6.02N+1.76，N為位數，所以，

表1 中示出了多個(gè)ADC輸出加和所獲得的SNR增量。從簡(jiǎn)單性考慮，四個(gè)ADC加和是顯然的選擇。某些重要應用也會(huì )考慮更多的ADC加和，但應取決于其它系統指標要求（包括成本）和可提供的印制電路板（PCB）尺寸。

14 bit ADC理想的SNR為(6.02 × 14) + 1.76 = 86.04 dB。然而，AD6645的技術(shù)資料中提供的SNR的典型值僅為74 dB，所以其ENOB僅為12 bit。

因此，四路轉換器輸出求和可以補償額外的1 bit分辨率，加上原來(lái)系統級ENOB可到達13 bit(80 dB) 。

當然，這樣的系統需要付出一些設計努力，以及一些系統原型設計、鑒定和測試開(kāi)發(fā)的代價(jià)。但是，AD10678集成了4個(gè)AD6645，一個(gè)時(shí)鐘分配系統，以及一個(gè)已配置好的復雜可編程邏輯器件(CPLD)以提供高速加法運算?，F在可提供的AD10678以低成本和占用2.2 × 2.8英寸PCB面積的封裝，通過(guò)測試完全達到規定技術(shù)指標。圖2所示的快速傅立葉變換（FFT）結果證明了ADC的優(yōu)良性能，在80 MSPS時(shí)鐘和10 MHz模擬輸入條件下能夠提供80.22 dB SNR。

除了提高SNR，這種體系結構還提高了DC精度。四個(gè)ADC的失調和增益誤差是不相關(guān)的，因此采用降低噪聲一樣的方法來(lái)降低系統失調和增益誤差。但是在線(xiàn)性誤差方面上沒(méi)有改善，實(shí)際上無(wú)雜散動(dòng)態(tài)范圍(SFDR)取決于最差的ADC。

但是這種方案需要占用較大的PCB面積和4倍的功耗，但與以4倍采樣速率工作的單ADC的輸出平均方案相比，采用這種方法仍然具有優(yōu)勢。盡管以提高采樣速率增加采樣點(diǎn)數也會(huì )降低輸入信號中的常模噪聲。隨著(zhù)制造工藝的改進(jìn)，新的設計使ADC的內核功耗進(jìn)一步降低；另外可提供的4通道和8通道ADC的出現使多ADC系統更容易實(shí)現，并且減小了封裝尺寸。例如，AD9259 4 通道14 bit, 50 MSPS ADC采用 48引線(xiàn)LFCSP (7 mm × 7 mm) 封裝，其每通道功耗僅為100 mW。

雖然用提高輸入電壓的標準化做法來(lái)提高規定的SNR是可行的，但這會(huì )增加驅動(dòng)放大器的設計壓力，并且由于信號和噪聲一起被放大，所以會(huì )降低系統SNR。加和體系結構的另一個(gè)微妙優(yōu)點(diǎn)是，滿(mǎn)度模擬輸入不需要大于使用單ADC時(shí)的輸入。

比較硬件和軟件成本，信號平均的方法本身要比數字濾波有優(yōu)勢，但對于要提供經(jīng)濟有效的硬件處理和軟件濾波的總體系統考慮所要求的數字濾波，軟件常常使工作更容易。

時(shí)間交織

M個(gè)ADC的時(shí)間交織可以使采樣速率提高到M倍。通過(guò)合理地配置每個(gè)ADC時(shí)鐘信號的相位，任何一款標準ADC IC的最大采樣速率可乘以系統內ADC的數量。每個(gè)ADC所需的合適的時(shí)鐘相位可以按下式計算：

M表示ADC的數量

m表示具體ADC的序號，即1≤m≤M

例如，一個(gè)采用AD9444 14 bit, 80 MSPS ADC組成的4通道系統，當每路時(shí)鐘相位以90°(π/2)間隔適當遞增時(shí)，將會(huì )產(chǎn)生14 bit，320 MSPS的效果。圖3示出這類(lèi)系統的基本框圖。在A(yíng)D12400/AD12500系列產(chǎn)品中已經(jīng)采用了12 bit集成解決方案的時(shí)間交織方法。圖4示出了AD12500框圖，其中包括ADC、時(shí)鐘管理、電源和數字后處理所有必需的功能。

增加ADC系統的采樣速率最明顯的好處是增加模擬采樣帶寬，又稱(chēng)作奈奎斯特頻帶。增加數字化儀器系統中奈奎斯特頻帶可以提供很多好處：數字示波器可以擴展模擬輸入帶寬；軟件定義無(wú)線(xiàn)電系統可以增加信道數；雷達系統可以提高空間分辨率。圖5示出14 bit，320 MSPS ADC系統對22 MHz頻率信號采樣的仿真FFT圖。

該ADC系統的FFT頻譜擁有160 MHz奈奎斯特頻帶。為了討論方便，160 MHz奈奎斯特帶寬被分為4個(gè)獨立的40 MHz頻帶，每個(gè)頻帶代表著(zhù)采樣速率為80 MSPS的單個(gè)AD9444的奈奎斯特頻帶。22 MHz基頻位于頻帶1。在圖5可以觀(guān)察到，除了基頻，還可以觀(guān)察到兩種類(lèi)型的非諧波失真分量--失調雜散和鏡像雜散。對于單頻輸入信號引起的失真分量位置可以通過(guò)以下關(guān)系式來(lái)確定：

這些失真分量的出現是與時(shí)間交織有關(guān)的主要挑戰。它們直接影響通道之間的增益、相位和失調匹配誤差。實(shí)際上，這些雜散信號的幅度直接與誤差幅度成正比1，2。例如，一個(gè)通道上1%的增益誤差會(huì )造成52 dBc的鏡像雜散幅度。當系統頻率規劃涉及到位于失真邊帶的頻帶時(shí)，這些雜散信號均會(huì )成為問(wèn)題。在這種情況下，在開(kāi)發(fā)過(guò)程中必須謹慎地管理通道之間的匹配特性。如果系統性能目標是10 bit ENOB，而且鏡像雜散信號是主要因素，那么增益匹配誤差必須優(yōu)于0.1%，相位匹配誤差必須優(yōu)于0.07°(2ps @100 MHz)！為達到這個(gè)性能等級，從實(shí)現的角度考慮，必須減少或消除許多不同的誤差源。

每個(gè)ADC的模擬輸入和時(shí)鐘輸入的印制線(xiàn)尺寸必須匹配以保證傳播時(shí)延在預算等級之內。雖然時(shí)鐘電路功能很簡(jiǎn)單，但它也會(huì )引入影響系統性能的誤差。與現有的ECL制造工藝相比，先進(jìn)的工藝，例如硅鍺RSECL（低擺幅ECL）工藝能夠在信號上升、下降時(shí)和傳播時(shí)延方面提供很大改進(jìn)。根據輸入頻率，還可采取手工線(xiàn)路長(cháng)度調整以克服孔徑延時(shí)誤差。

由于電源性能水平之間的差異，所以需要使用允許誤差小的電源，例如靠近ADC安裝的線(xiàn)性穩壓器。另外，與溫度相關(guān)的性能也需要通過(guò)機械設計保證與ADC的溫度特性嚴格匹配。挑選ADC時(shí)還需要考慮以下一項或所有指標的匹配：增益、失調、孔徑延遲和輸入電容。顯然，挑選四個(gè)獨立的所有關(guān)鍵性能指標的允許誤差嚴格匹配的ADC非常困難和昂貴！必須謹慎權衡對系統設計的開(kāi)發(fā)和元件成本所增加的復雜性和風(fēng)險。

采用模擬調整處理方案可以在很窄的工作條件設置下與時(shí)間交織系統中的ADC通道之間相匹配。然而采用數字后處理方法能夠在很寬的工作條件設置下實(shí)現嚴格的通道匹配。高速、可配置數字平臺，例如現場(chǎng)可編程門(mén)陣列（FPGA），為集成先進(jìn)的后處理方法——例如AFB先進(jìn)的濾波器組，提供了方便的工具。

AD12400 12 bit, 400 MSPS ADC包含兩個(gè)高速ADC，并且采用時(shí)間交織方法和AFB濾波器組達到采用單個(gè)民用ADC所無(wú)法實(shí)現的性能(到本文寫(xiě)作之日)。圖6示出寬帶動(dòng)態(tài)性能數據，并且對模擬和數字調整方法做了比較。采用“手動(dòng)調整”每個(gè)通道在128 MHz處的增益和相位可達到14bit的匹配程度(86 dBc)，但性能下降得非?？欤?2 bit(74 dBc)性能的帶寬僅為20 MHz。另一方面，采用數字調整方法，在170 MHz整個(gè)測試范圍內能保持優(yōu)于12 bit性能--精心設計的數字后處理方法帶來(lái)的明顯性能優(yōu)勢。

因此，當系統設計要求采樣速率高于市場(chǎng)上可提供的單個(gè)ADC的采樣速率時(shí)，考慮采用時(shí)間交織方法是很有價(jià)值的。如果在整個(gè)奈奎斯特頻帶內都需要保持10～12 bit性能，那么集成解決方案，例如AD12400 和AD12500，由于成功地克服了與嚴格通道匹配要求有關(guān)的困難而發(fā)揮了時(shí)間交織方法的優(yōu)勢。

信號平均 與 時(shí)間交織

這里我們已經(jīng)總結了能夠超越當前可提供的單個(gè)ADC具備性能的兩種方法。我們已經(jīng)給出了使用這兩種方法實(shí)現的可提供高性能多芯片產(chǎn)品實(shí)例。事實(shí)上，這類(lèi)標準的產(chǎn)品已經(jīng)面市--解決了設計問(wèn)題并且提供了標準技術(shù)規范--足夠滿(mǎn)足許多客戶(hù)的需求。但是，下面的解釋對想進(jìn)一步研究使用標準的單個(gè)ADC或多通道非配置ADC提高性能應用領(lǐng)域的用戶(hù)有所裨益。

比較拓撲結構的常用衡量指標是SNR。假設選擇的ADC是AD9444，系統設計需要40 MHz帶寬和79 dB典型值SNR，那么我們可以考慮信號平均和時(shí)間交織。兩種方法都需要使用四個(gè)AD9444，以便比AD944固有的SNR提高5～6 dB。因為兩種方法在降噪方面作用相當，因此需要進(jìn)一步權衡以體現典型設計的市場(chǎng)空間。

首先，信號平均方法沒(méi)有時(shí)間交織方法實(shí)現起來(lái)那么復雜。信號平均電路中四個(gè)ADC所需要的時(shí)鐘可以從一個(gè)阻性分配器、一個(gè)磁性分配器或是一個(gè)簡(jiǎn)單的1:4扇出的時(shí)鐘分配IC獲得。時(shí)間交織的方法需要使用至少兩個(gè)D觸發(fā)器來(lái)實(shí)現4分頻和90°間隔相序功能。在某些情況下，可能還需要四個(gè)附加觸發(fā)器緩沖定時(shí)信號，以保持嚴格的時(shí)序。為了實(shí)現提高預期的6 dB SNR目標，時(shí)間交織方法可能需要使用數字濾波器，它要求實(shí)時(shí)乘法器和加法器（如果用于系統設計，或者還需要一些處理時(shí)間）。然而信號平均的方法只需要一個(gè)實(shí)時(shí)加法器，從而真正減少了數字邏輯電路。

每一種降噪方法的有效性也必須仔細考慮。特別是必須了解每個(gè)通道的相關(guān)噪聲和帶寬水平。因為隨著(zhù)通道間相關(guān)噪聲增加，信號平均方法的有效性會(huì )越來(lái)越低。在抖動(dòng)和相位噪聲是主要噪聲源的系統中，存在相關(guān)噪聲的風(fēng)險會(huì )影響SNR的提高。

時(shí)間交織方法實(shí)際上是在4倍帶寬范圍內散布噪聲，然后濾除無(wú)用的120 MHz。在這種情況下，必須研究和掌握噪聲頻譜的寬帶特性。如果通道的噪聲頻譜內容平均分布在整個(gè)160 MHz奈奎斯特頻帶，那么這種方法可以提高6 dB SNR。但是，如果噪聲分布主要集中在有用的40 MHz帶寬之內，那么提高6 dB SNR的目標可能無(wú)法實(shí)現。

比較這兩種方法的另一個(gè)重要考慮因素是頻率規劃。如果使用一種單頻系統，并且其輸入頻率在單ADC采樣速率(例如20 MHz)的1/4以上，則第2、第3、第4、第5、第6次諧波落在40 MHz有用頻帶之外。因此，這些高次諧波會(huì )被數字噪聲濾波器削減或濾除。此外，前面討論的鏡像雜散信號也會(huì )落在有用頻帶之外，從而被濾除。在多頻系統中，一些諧波成分也會(huì )落在有用帶寬之外，從而會(huì )減小系統的總諧波失真。

總之，信號平均方法提供了一種提高6 dB SNR的簡(jiǎn)單方法，而時(shí)間交織方法為開(kāi)發(fā)系統體系結構提供了一些值得考慮的好處。

多通道ADC系統的使用

多通道ADC在提高數字采集系統方面已經(jīng)起到了重要作用。成像系統通過(guò)對多路ADC進(jìn)行加和來(lái)優(yōu)化信號以提高清晰度。數字示波器制造商已經(jīng)開(kāi)發(fā)了ADC時(shí)間交織方法以滿(mǎn)足高采樣速率的要求。其它使用頻分多址(FDMA)的接收系統也采用了多個(gè)ADC 通道對頻帶進(jìn)行劃分--減低對每個(gè)ADC輸入帶寬的需求，從而進(jìn)一步增大動(dòng)態(tài)范圍。為了節省功耗和尺寸，采用4通道ADC和8通道ADC 多通道IC封裝的ADC越來(lái)越多，正在利用它們開(kāi)發(fā)多通道系統體系結構以提供前所未有的功能和性能。