一種新的基于時(shí)域方法的EMC測試技術(shù)

本文討論了寬帶時(shí)域測量技術(shù)應用于測量電磁干擾(EMI) 時(shí)所具備的優(yōu)勢。寬帶時(shí)域測量技術(shù)用于EMI測量時(shí)，其數字信號處理能力使它能夠實(shí)時(shí)仿真傳統模擬設備的各種測量模式，如峰值檢測模式、平均值檢測模式、 RMS檢測模式和類(lèi)峰值檢測模式。同時(shí)，它還能引入諸如相位譜、短時(shí)譜、統計評估以及基于FFT的時(shí)－頻分析方法等新的分析理念。由于時(shí)域技術(shù)允許對整個(gè)信號譜內的幅度和相位信息進(jìn)行并行處理，因此測量時(shí)間至少可以縮短一個(gè)數量級。本文還討論了該技術(shù)中用到的信號處理算法和利用時(shí)域電磁干擾系統(TDEMI)進(jìn)行實(shí)際測量得到的測量結果。

隨著(zhù)新技術(shù)的飛速發(fā)展，新的電子產(chǎn)品層出不窮。如何使電子產(chǎn)品滿(mǎn)足電磁兼容要求，并改善其電磁兼容性能，這已經(jīng)成為產(chǎn)品開(kāi)發(fā)過(guò)程中的一大難題。EMC和EMI測量設備能夠在較短的測量時(shí)間內提取大量精確的信息，采用這種設備能夠降低產(chǎn)品開(kāi)發(fā)成本，并提高電路和系統開(kāi)發(fā)的質(zhì)量。一直以來(lái)，人們都是使用超外差射頻接收機[1][2]來(lái)測量射頻噪聲和電磁干擾(EMI)。這種方法的缺點(diǎn)是測量時(shí)間過(guò)長(cháng)，對于30 MHz到1 GHz頻帶內的電磁干擾，通常需要測量30分鐘。測量時(shí)間過(guò)長(cháng)就導致測試成本高昂，因此必須尋求一種能夠在不損失測量質(zhì)量的前提下縮短測量時(shí)間的方法。傳統的測量系統并不評估被測EMI信號的相位信息，從而導致重要信息被丟失。而采用了傅立葉變換的EMI測量技術(shù)，其數字化處理就允許將時(shí)域內測量得到的信號分解成各種頻率成分。近幾年，隨著(zhù)快速傅立葉變換(FFT)程序帶來(lái)的經(jīng)濟效益日益明顯，FFT技術(shù)的應用已經(jīng)快速普及起來(lái)。

本文討論了幾種新的信號處理方法，采用這幾種方法，時(shí)域測量技術(shù)能夠完成精確高效的EMI測量。此外，本文還介紹了為準確測量各種EMI信號而采用的信號處理策略。

時(shí)域電磁干擾測量系統

圖1所示為一個(gè)時(shí)域測量裝置的框圖，其中包含一個(gè)時(shí)域電磁干擾(TDEMI)測量系統和一個(gè)用于與TDEMI做比較的傳統 EMI接收機。TDEMI系統中包含：寬帶天線(xiàn)(HL562, RohdeSchwarz)、線(xiàn)性阻抗穩定網(wǎng)絡(luò )(ESH 2-Z5, RohdeSchwarz)、開(kāi)關(guān)單元(RSU, RohdeSchwarz)、放大器(ZFL-1000LN, Mini-Circuits)、低通濾波器(SLP-1000, Mini-Circuits)、模數轉換器(TDS7154, Tektronix, 示波器)和一臺個(gè)人計算機(兼容IBM)。文獻[3]中已經(jīng)討論了TDEMI測量系統的硬件，該系統的工作基礎是對采樣后的EMI信號進(jìn)行數字處理，其優(yōu)點(diǎn)之一就是能夠通過(guò)軟件方式改善系統性能。

信號處理理論

ADC以采樣頻率fs 對輸入連續信號進(jìn)行采樣和量化，相應的采樣間隔為1/fs = ?t。根據香農定理，fs至少應為信號最高頻率的兩倍。這一由采樣頻率決定的信號頻率上限也叫做奈奎斯特頻率。數字化之后，數據按N個(gè)樣本塊的形式送入估值程序，作為譜估計器的輸入。TDEMI系統中所采用的譜估計方法的數學(xué)基礎就是離散傅立葉變換(DFT)。對每一個(gè)數據塊進(jìn)行的DFT變換定義如下：

DFT將離散時(shí)間信號序列x[n]變換為離散頻譜序列X[r]，其中n和r表示離散時(shí)間變量和離散頻率變量，并且n和r均為0到(N－1)之間的整數：

根據DFT的基本特性，?f 、N和 ?t之間滿(mǎn)足如下關(guān)系：

在頻譜X中，X[0]反映了信號的直流均值，而絕對值 則對應于在頻率標記為r處的合成矢量的幅度。要計算RMS值，必須將 中每個(gè)r > 1的元素均除以正弦信號的振幅因數 。而對應于奈奎斯特頻率的頻率標記R見(jiàn)下式：

由于一個(gè)實(shí)值信號經(jīng)DFT變換后的絕對值是r的奇函數，因此信號的所有譜信息均包含在大于或小于奈奎斯特頻率的半邊X[r] 中。于是，后面的估值步驟只需要X[r]的一半就足夠了。信號能量在兩半頻譜中平均分布，因此必須將 的值乘以2才能準確地用單邊帶形式表示整個(gè)頻譜。要獲得與連續傅立葉變換類(lèi)似的結果，DFT得到的譜值還必須進(jìn)一步對時(shí)域樣本數N歸一化處理。下式定義了單邊幅度譜：

在實(shí)際的系統中，式(1)是通過(guò)快速傅立葉變換(FFT)實(shí)現的。為了避免當信號中包含非信號周期整數倍的周期成分時(shí)，頻譜泄漏至觀(guān)測時(shí)間內，應該加上一個(gè)窗函數。

窗函數在N/2處達到全局最大值，并向兩邊平滑滾降，在0和N-1處達到0，這樣就消除了對x[n]加窗時(shí)的邊沿效應。另一方面，加窗后的信號向量xW[n]所攜帶的能量比原始信號少，因為部分信號被削弱了。為了消除這一影響，我們限制窗函數序列，使其在觀(guān)測時(shí)間?TN內的積分等于1。w[n]的換算系數被稱(chēng)作相關(guān)增益GC：

GC是一個(gè)換算系數，所以根據DFT的線(xiàn)性特性，GC可以與其他換算系數一起在頻域中進(jìn)行譜變換之后使用。這樣，我們就得到了以下修正后的單邊幅度譜的定義公式：

不同的窗函數對頻率泄漏的抑制和頻譜分辨率二者的折衷程度不同。常用的窗函數有漢寧窗、漢明窗和平頂窗函數。