矢量網(wǎng)絡(luò )分析儀提供解決方案

測量傳統RF信號時(shí)并不能經(jīng)常達到預期效果，如常用的單端式傳輸線(xiàn)中的微帶線(xiàn)架構間的傳導板常被視為理想接地，但由于許多電路器件以其為參考電位的操作模式，從而導致板上產(chǎn)生電流。而且微帶線(xiàn)本身也會(huì )受磁場(chǎng)干擾而成為干擾源并影響到其他傳輸線(xiàn)或器件，這些問(wèn)題都可以采用對稱(chēng)性的平衡式器件來(lái)解決。

傳統上RF信號是通過(guò)一組傳輸線(xiàn)傳送，而其中一條傳輸線(xiàn)與地線(xiàn)連接。此種類(lèi)型的傳輸線(xiàn)稱(chēng)之為非平衡式或單端結構，而一般常用的單端式傳輸線(xiàn)包括同軸線(xiàn)、微帶線(xiàn)與共面線(xiàn)。

RF信號微帶線(xiàn)，其架構為一條金屬細帶與傳導板，其間由介質(zhì)作為分隔。傳導板被視為理想接地，也就是說(shuō)，此平板上任一位置都具有相同的電位。但事實(shí)卻并非如此，許多電路器件以此地線(xiàn)板為參考電位的操作模式，將導致此板上有電流產(chǎn)生。有限的導電率與寄生的電感效應將提高地線(xiàn)板上電位的差異，而這些差異性將會(huì )干擾到信號。

再者，由于微帶線(xiàn)上的金屬細帶像天線(xiàn)一樣容易受到干擾電磁場(chǎng)的影響，并且微帶線(xiàn)本身也會(huì )成為干擾源而影響到其他傳輸線(xiàn)或器件。

這些問(wèn)題都可以采用對稱(chēng)性的平衡式器件來(lái)解決相關(guān)問(wèn)題。圖1則為共面架構（Coplanar Structure）下所采用的平衡式傳輸線(xiàn)的切面圖，顯示出共同平衡式傳輸切面（Cross section of a planar balance transmission）。

信號是通過(guò)兩條導線(xiàn)間的電壓差來(lái)讀取，稱(chēng)之為差模，在理想架構下是與地線(xiàn)無(wú)關(guān)的。然而事實(shí)上，大部分的線(xiàn)板皆非?？拷鼘Ь€(xiàn)，因此除了差模之外，還共模方式。

差模與共模

一組具有地線(xiàn)的平衡式傳輸線(xiàn)可將之等效為兩條耦合式單端傳輸線(xiàn)架構。由傳輸線(xiàn)理論得知，此兩條耦合線(xiàn)存在兩種獨立的操作模式——奇模（odd）與偶模（even）或差模與共模。圖2顯示為一組共面平衡式傳輸線(xiàn)在兩種操作模式下電場(chǎng)、磁場(chǎng)的分布切面圖。

對于共模架構而言，試想在垂直對稱(chēng)平面有一磁墻（Magnetic Wall），則在差模架構下為一電墻（Electric Wall）。

一般來(lái)說(shuō)，這兩種模式下的特性阻抗與傳導系數是不同的，且兩者之間并無(wú)固定的關(guān)系可表示，這些參數是根據傳輸線(xiàn)的型態(tài)而定。差模下的特性阻抗為Zd，共模下的特性阻抗為Zc。假設對于兩條單端傳輸線(xiàn)，其特性阻抗為Z0，則Zd與Zc可輕易求出。對于差模來(lái)說(shuō)，兩組電壓大小相同，相位反向，如此可視為電壓雙倍而電流不變，因此Zd=2Z0。對于共模來(lái)說(shuō)，電流雙倍而電壓不變，因此Zc = Z0/2。

一條傳輸線(xiàn)可利用單端模式下的波量（Wave Quantities）及S參數來(lái)描述，也可以差模及共模下的參數表示，由于后者并非為單一操作模式，所以其S參數稱(chēng)之為混模（mixed-mode）參數。傳輸線(xiàn)不論以單端還是混模參數描述都是一樣的，而且兩者之間可相互轉換。

混模參數不僅用來(lái)表示傳輸線(xiàn)，也可以用在線(xiàn)性電路的架構中，圖3的濾波器具有一個(gè)單端口 （port 1）與一個(gè)平衡式端口（port 2）。

其混模矩陣為公式1所示：

下標符號xyij，x與y表示s（單端口），d（差模），c（共模），i與j表示端口的編號。x與i表示負載端的模式與編號，而y與j表示信號源的模式與編號。當有超過(guò)一個(gè)單端口或平衡式端口時(shí)，這些參數可區分為9大區域，如公式2所示：

◆ Sssij代表所有單端口上的反射與入射參數

◆ Sddij代表所有平衡式端口上差模的反射與入射參數

◆ Sccij代表所有平衡式端口上共模的反射與入射參數

◆ Ssdij代表所有自平衡式端口上差模輸入在單端口輸出的入射參數

◆ Sdsij代表所有自單端口輸入在平衡式端口上差模輸出的入射參數

◆ Sscij代表所有自平衡式端口上共模輸入在單端口輸出的入射參數

◆ Scsij代表所有自單端口輸入在平衡式端口上共模輸出的入射參數

◆ Sdcij代表所有自平衡式端口上共模輸入，在平衡式端口上差模輸出的入射參數

◆ Scdij代表所有自平衡式端口上差模輸入，在平衡式端口上共模輸出的入射參數

理想的平衡式器件是操作在差模下，而且會(huì )排除所有共模信號。圖4顯示完全平衡式器件與平衡式——單端口器件的操作模式。對于理想的完全平衡式器件，公式（2）的S參數中非對角線(xiàn)區域皆為0，而理想的平衡式——單端式器件，其Ssd與Sds區域的值不為0。

針對一些非理想特性來(lái)說(shuō)，圖3的濾波器是在操作頻段內自單端口1傳送至平衡式端口2讀取差模信號，而這項特性以參數Sds21表示。然而由于非理想性將導致Scs21項的產(chǎn)生，也就是由端口1傳入的信號，部分會(huì )轉換成共模信號由端口2傳出。負載端將會(huì )接收或反射這些共?；虿钅Ｐ盘枺▓D5）。

在濾波器輸出端產(chǎn)生二次反射后（并且共模信號經(jīng)過(guò)模式轉換后產(chǎn)生差模信號），這些反射信號將會(huì )干擾到傳送的差模信號而影響濾波器的特性。由此可知，倘若無(wú)法將模式轉換的影響降為0，則平衡式器件至少必須涉及到對于共模能夠有好的匹配特性。而那些已經(jīng)轉換成一次共模信號并且維持共模類(lèi)型的信號成分，并不會(huì )影響到傳送信號的特性。但在端口1端接收到噪聲時(shí)，這些信號會(huì )產(chǎn)生EMI。相反地，共模噪聲會(huì )被接收并轉成差模信號而降低噪聲比（Signal to Noise）。

測量技術(shù)

定義待測物的混模參數時(shí)需要測量?jì)x器提供純差模及純共模的輸入，再者，儀器的接收端必須分辨由待測物傳回的差模及共模響應。因此，定義正確的參考平面與平衡式校正程序尤為重要。

商業(yè)經(jīng)濟型網(wǎng)絡(luò )分析儀并無(wú)法達到這些需求，因其測試端口為非平衡式且同一時(shí)間僅有一個(gè)測試端口輸出。這些測量上的限制可通過(guò)使用平衡—不平衡轉換器（baluns）來(lái)解決。圖6以簡(jiǎn)易的平衡—不平衡轉換器搭配矢量網(wǎng)絡(luò )分析儀來(lái)針對雙端口待測物作差模信號測量。當差模下的特性阻抗為ZD時(shí)，平衡—不平衡轉換器的轉換比nD為（公式3）：

然而，這種測量方式也存在一些缺點(diǎn)：

◆ 待測物S參數的定義是以待物平衡式端口為基準面，而校正平面在同軸端口，且測量結果包括待測物與平衡—不平衡轉換器。假使平衡—不平衡轉換器的特性并非理想加上額外的一些線(xiàn)長(cháng)，將會(huì )嚴重影響到測量結果。由于平衡式校正標準不易定義，因此直接于平衡式端口作校正程序也不易實(shí)行。

◆ 在使用簡(jiǎn)易的4端口平衡—不平衡轉換器時(shí)，共模下的負載阻抗為開(kāi)路器件，由圖5可知多次反射下將嚴重影響測量的準確性。這種情形可通過(guò)在平衡—不平衡轉換器與待測物間的纏繞線(xiàn)圈中置放一中央閥連接一共模特性阻抗為Zc的器件至電線(xiàn)來(lái)解決（圖6）。

◆ 無(wú)法測量到共模與模式轉換特性。

◆ 平衡—不平衡轉換器的帶寬限制在1GHz左右。

為了測量共模特性，可將共模轉換器加入到圖6電路中，如圖7所示。

共模轉換器是連接在差模平衡—不平衡轉換器的中央閥上，因此可采用單端式測試端口矢量網(wǎng)絡(luò )分析儀分別測量差模與共模信號。然而平衡—不平衡轉換器的非理想性與限制帶寬的缺點(diǎn)依就無(wú)法解決。

如前所提，以單端口特性描述待測物如同以混模特性描述，況且對于單端式多端口器件而言，測量?jì)x器、配件、校正與測量技術(shù)是容易達到且定義的。

當單端式參數得到后，可通過(guò)模型分解技術(shù)（Modal Decomposition Technique）得到混模參數，基本采用以下兩種不同方式：

◆ 將單端式S參數轉換成單端式Z參數，由于單端式與混模式電壓與電流間為線(xiàn)性關(guān)系，可將單端式電壓電流關(guān)系式U=ZxI替換為混模式電壓電流，如此可得到混模Z參數，這些Z參數最后再轉換為混模S參數。對于任意參考阻抗的單端口及平衡式端口而言，此項程序皆可適用。

◆ Bockelman及Eisenstadt研究出單端式與混模式S參數間的直接轉換關(guān)系，然而關(guān)于測試端口的阻抗仍有一些限制，若不符合條件，則必須采用另外的二次正規化方式來(lái)解決。