通過(guò)軟件校準的50 MHz至9 GHz RF功率測量系統

電路功能與優(yōu)勢

該電路使用 ADL5902 TruPwr 檢波器測量RF信號的均方根信號強度，信號波峰因素（峰值均值比）在約65 dB的動(dòng)態(tài)范圍內變化，工作頻率為50 MHz至9 GHz。

測量結果在12位ADC(AD7466)輸出端以串行數據形式提供。在數字域中針對環(huán)境溫度執行簡(jiǎn)單的4點(diǎn)系統校準。

RF檢波器與ADC之間的接口很簡(jiǎn)單，由兩個(gè)信號調整電阻組成，無(wú)有源元件。此外，ADL5902內部2.3 V基準電壓為微功耗ADC提供電源和基準電壓。AD7466無(wú)流水線(xiàn)延遲，可作為只讀SAR ADC。

整個(gè)電路實(shí)現了約±0.5 dB的溫度穩定性。

顯示的數據是針對在-40°C至+85°C溫度范圍內工作的兩個(gè)器件。

通過(guò)軟件校準的50 MHz至9 GHz RF功率測量系統 (CN0178)

通過(guò)軟件校準的RF功率測量系統

圖1. 通過(guò)軟件校準的RF功率測量系統

電路描述

測量的RF信號施加于A(yíng)DL5902的輸入端，即dB線(xiàn)性rms響應均方根檢波器。外部60.4 Ω電阻R3結合ADL5902的較高輸入阻抗，確保寬帶50 Ω與RF輸入匹配。ADL5902以所謂的“測量模式”配置，VSET和VOUT引腳相連。在此模式下，輸出電壓與輸入均方根值的對數成比例。換言之，讀數以分貝值直接呈現，每到十倍調整至1.06 V，或者53 mV/dB。

AD7466 12位ADC的電源電壓和基準電壓由ADL5902內部2.3 V基準電壓源提供。由于A(yíng)D7466消耗的電流極少（以10 kSPS采樣時(shí)僅為16 μA），ADL5902的基準電壓輸出足以向ADC以及由R9、R10、R11、R12組成的溫度補償和均方根精度調整網(wǎng)絡(luò )供電。

ADC滿(mǎn)量程電壓等于2.3 V。最大檢波器輸出電壓（在線(xiàn)性輸入范圍內工作時(shí)）約為3.5 V（參見(jiàn)ADL5902數據手冊圖6、7、8、12、13及14），因此在驅動(dòng)AD7466前必須降低0.657倍。這個(gè)降低過(guò)程通過(guò)簡(jiǎn)單的電阻分壓器 R10和R11（1.21 kΩ和2.0 kΩ）來(lái)實(shí)現。以上數值可實(shí)現0.623的實(shí)際比例因子，通過(guò)建立電阻容差余量確保ADL5902 RF檢波器不會(huì )過(guò)驅ADC。

顯示的是檢波器輸出電壓與輸入功率的典型曲線(xiàn)（無(wú)輸出調整）

圖2 顯示的是檢波器輸出電壓與輸入功率的典型曲線(xiàn)（無(wú)輸出調整）

該檢波器的傳遞函數可通過(guò)以下公式計算近似值：

VOUT = SLOPE_DETECTOR × (PIN INTERCEPT)

其中SLOPE_DETECTOR是檢波器斜率，單位為mV/dB；INTERCEPT 是x軸截距，單位為dBm；PIN是輸入功率，單位為dBm。

在A(yíng)DC輸出端，VOUT由ADC輸出代碼取代，公式可改寫(xiě)為：

CODE = SLOPE × (PIN INTERCEPT)

其中 SLOPE 是檢波器、調整電阻及ADC的組合斜率，單位為次/dB； PIN 和 INTERCEPT 單位仍為dBm。

圖3顯示的是典型檢波器輸入功率的功率掃描以及在700 MHz輸入信號下觀(guān)察到的ADC輸出代碼。

700 MHz下的ADC輸出代碼及誤差與RF輸入功率的關(guān)系

圖3. 700 MHz下的ADC輸出代碼及誤差與RF輸入功率的關(guān)系

總體斜率和截距隨系統的不同而變化，該變化是由RF檢波器、調整電阻和ADC傳遞函數的器件間差異造成的。因此需要系統級校準以確定整個(gè)系統的斜率和截距。本應用中，使用4點(diǎn)校準校正RF檢波器傳遞函數內的某些非線(xiàn)性，特別是在低端位置。該4點(diǎn)校準方案產(chǎn)生三個(gè)斜率和三個(gè)截距校準系數，這些數值在校準后應存儲在非易失RAM (NVM)內。

通過(guò)向ADL5902施加四個(gè)已知信號電平執行校準，從ADC測量相應的輸出代碼。選擇的校準點(diǎn)應在器件線(xiàn)性工作范圍內。本例中，校準點(diǎn)位于0 dBm、-20 dBm、-45 dBm及-58 dBm。

斜率和截距校準系數通過(guò)以下公式計算：

SLOPE1 = ( CODE _1 – CODE_2)/(PIN_1 — PIN_2)

INTERCEPT1= CODE_1/(SLOPE_ADC × PIN_1)

接著(zhù)使用CODE_2/CODE_3和CODE_3/CODE_4重復計算，分別得出SLOPE2/INTERCEPT2和SLOPE3/INTERCEPT3。六個(gè)校準系數應與CODE_1、CODE_2、CODE_3、CODE_4一起存儲在NVM內。

當電路在現場(chǎng)工作時(shí)，這些校準系數用于計算未知的輸入功率電平PIN，公式如下：

PIN = (CODE/SLOPE) + INTERCEPT

為了在電路工作期間獲得適當的斜率和截距校準系數，從ADC觀(guān)察到的CODE必須與CODE_1、CODE_2、CODE_3、CODE_4進(jìn)行比較。例如，如果來(lái)自ADC的CODE在CODE_1與CODE_2之間，則應使用SLOPE1和INTERCEPT1。該步驟還可用于提供欠量程或超量程警告。例如，如果來(lái)自ADC的CODE大于CODE_1或小于CODE_4，表示測得的功率在校準范圍以外。

圖3還顯示了電路傳遞函數變化與以上直線(xiàn)公式的關(guān)系。該誤差函數由傳遞函數邊沿彎曲、線(xiàn)性工作范圍內的小紋波以及溫度漂移造成。誤差以dB表示，公式如下：

誤差 (dB) = 計算的RF功率 - 實(shí)際輸入功率

= (CODE/SLOPE) + INTERCEPT – PIN_TRUE

圖3還包括了誤差與溫度的關(guān)系曲線(xiàn)。本例中，將在+85°C和?40°C下測得的ADC代碼與環(huán)境溫度下的直線(xiàn)公式進(jìn)行比較。該方法與現實(shí)系統一致，系統校準一般只能在環(huán)境溫度下進(jìn)行。

圖4和圖5分別顯示電路在1 GHz和2.2 GHz下的性能。

圖4. 1 MHz下的ADC輸出代碼及誤差與RF輸入功率的關(guān)系