電源斬波調光控制boost LED驅動(dòng)器保持小浪涌電流

圖2所示為LED驅動(dòng)器應用電路原理圖。為了實(shí)現單向電源輸入，在輸入端提供一個(gè)橋式整流器。橋式整流器采用兩個(gè)二極管、雙MOSFET (N溝道)配置，減小輸入橋上的壓降和功耗。二極管D3和D4沒(méi)有采用P溝道MOSFET代替，因為這種配置會(huì )造成輸入電容在PWM關(guān)閉(電源關(guān)閉)期間放電，從而產(chǎn)生較大的浪涌電流。由L3、C4、L4、C6、C7和C8組成的輸入濾波器將輸入電流中的開(kāi)關(guān)頻率分量限制到最低值。PWM調光期間，利用電解電容進(jìn)行輸入和輸出濾波，避免任何可聞噪聲——大陶瓷電容的一個(gè)缺點(diǎn)。

Boost LED驅動(dòng)器工作在250kHz連續傳導模式，選擇30%的電流峰峰值作為電感紋波電流。減小電感電流紋波可提高效率、減小噪聲，并穩定電流控制環(huán)路，但也隨之降低了系統帶寬，因為右半平面零點(diǎn)頻率降低了。對于常規LED驅動(dòng)器，降低帶寬會(huì )影響PWM調光。MAX16834采用特殊的反饋拓撲，有效解決了這一問(wèn)題，所以具有同類(lèi)產(chǎn)品最佳的PWM調光響應，不會(huì )影響穩定性。

Boost轉換器輸出(也就是LED+節點(diǎn))，以驅動(dòng)器地為參考，連接至LED串的陽(yáng)極。LED陰極通過(guò)調光MOSFET Q4及LED電流檢測電阻R9連接至地。Q4在PWM調光期間打開(kāi)、關(guān)閉。R9為MAX16834提供LED電流信息，通過(guò)控制boost轉換器調節LED電流。

欠壓鎖定(UVLO)
電源電壓(VIN節點(diǎn))高于21V時(shí)，LED驅動(dòng)器打開(kāi)。這確保優(yōu)化于最小電源輸入的轉換器在輸入電壓穩定之前不會(huì )啟動(dòng)。濾波電容C16濾除造成UVLO意外觸發(fā)的噪聲尖峰。

斜率補償
由于該驅動(dòng)器使用的boost轉換器工作在CMM模式，占空比高于50%，內部電感電流控制環(huán)路會(huì )不穩定，引起次級諧波振蕩，必須采用斜率補償。SC引腳和地之間的電容C15為電流檢測波形增加了必要的斜率，用于斜率補償。關(guān)于斜率補償電容設計的詳細信息，請參考MAX16834數據資料。

反饋補償
由boost拓撲、CMM工作模式、輸出濾波電容產(chǎn)生的輸出極點(diǎn)、LED動(dòng)態(tài)阻抗和LED檢流電阻構成的電源電路(boost轉換器)的傳輸函數在右半平面有一個(gè)零點(diǎn)。COMP引腳和地之間的R5、C13和C7組成的反饋補償網(wǎng)絡(luò )在原點(diǎn)引入極點(diǎn)，在輸出極點(diǎn)頻率處又引入了一個(gè)零點(diǎn)和一個(gè)高頻極點(diǎn)。

補償零點(diǎn)抵消了輸出極點(diǎn)，將系統增益頻率響應特性維持在-20dB/十倍程。系統的總環(huán)路增益應在1/5右半平面零點(diǎn)頻率處以-20dB/十倍程的斜率通過(guò)0dB，確保系統穩定并留出足夠的相位裕量。補償電阻設置高于補償零點(diǎn)頻率的誤差放大器增益，從而滿(mǎn)足上述穩定條件。補償電容C11引入頻率為開(kāi)關(guān)頻率一半的極點(diǎn)，對高頻分量和噪聲進(jìn)行衰減。關(guān)于反饋補償設計的詳細信息，請參考MAX16834數據資料。

電源斬波PWM調光
本設計中使用電源斬波PWM調光：減少了一條用于調光信號的輸入線(xiàn)，在當前的調光設計中允許使用電源斬波。常見(jiàn)的直流調光器電路通過(guò)在電源輸入與LED驅動(dòng)回路上采用N溝道MOSFET，使其在調光控制下交替導通和關(guān)閉，達到調光的目的。該設計交替切斷同給LED驅動(dòng)器的電流，使接地輸入端懸空。

為了在調光器再次打開(kāi)時(shí)將浪涌電流抑制到可以忽略的水平，LED驅動(dòng)器的濾波電容應在整個(gè)PWM關(guān)斷期間保持其電荷。只要補充少量電荷，即可使電容電壓恢復到正常水平，不會(huì )引起任何浪涌電流。該LED驅動(dòng)器在PWM調光期間快速檢測電源切斷的時(shí)間，然后關(guān)閉LED電流。PWM關(guān)斷時(shí)，電阻R13和R15對輸入電容放電，DIM引腳變?yōu)榈碗娖?，電路在任何輸入電源方向都工作在相同方式。DIM引腳的低電平通過(guò)關(guān)閉調光MOSFET Q4立即切斷LED電流。