PCB設計的各種疏忽及應對策略

　　確保對敏感區域的過(guò)孔電感建模。

　　濾波器或匹配網(wǎng)絡(luò )采用獨立過(guò)孔。

　　注意，較薄的PCB覆銅會(huì )降低過(guò)孔寄生電感的影響。

　　引線(xiàn)長(cháng)度

　　Maxim ISM-RF產(chǎn)品的數據資料往往建議使用盡可能短的高頻輸入、輸出引線(xiàn)，從而將損耗和輻射降至最小。另一方面，這種損耗通常是由于非理想寄生參數引起的，所以寄生電感和電容都會(huì )影響電路布局，使用盡可能短的引線(xiàn)有助于降低寄生參數。通常情況下，10mil寬、距離地層0.0625in的PCB引線(xiàn)，如果采用的是FR4電路板，則產(chǎn)生大約19nH/in的電感和大約1pF/in的分布電容。對于具有20nH電感、3pF電容的LAN/混頻器電路，電路、元器件布局非常緊湊時(shí)，會(huì )對有效元件值造成很大影響。

　　“InstituteforPrintedCircuits”中的IPC-D-317A4提供了一個(gè)行業(yè)標準方程，用于估算微帶線(xiàn)PCB的各種阻抗參數。該文件在2003年被IPC-2251取代5，后者為各種PCB引線(xiàn)提供更準確的計算方法?？梢酝ㄟ^(guò)各種渠道獲得在線(xiàn)計算器，其中大多數都基于IPC-2251提供的方程式。密蘇里理工大學(xué)的電磁兼容性實(shí)驗室提供了一個(gè)非常實(shí)用的PCB引線(xiàn)阻抗計算方法6。

　　公認的計算微帶線(xiàn)阻抗的標準是：

　　式中，εr為電介質(zhì)的介電常數，h為引線(xiàn)距離地層的高度，w為引線(xiàn)寬度，t為引線(xiàn)厚度(圖7)。w/h介于0.1至2.0、εr介于1至15之間時(shí)，該公式的計算結果相當準確7。

　　圖7.該圖為PCB橫截面(與圖5類(lèi)似)，表示用于計算微帶線(xiàn)阻抗的結構。

　　為評估引線(xiàn)長(cháng)度的影響，確定引線(xiàn)寄生參數對理想電路的去諧效應更實(shí)用。本例中，我們討論雜散電容和電感。用于微帶線(xiàn)的特征電容標準方程為：

　　舉例說(shuō)明，假設PCB厚度為0.0625in(h=62.5mil)，1盎司覆銅引線(xiàn)(t=1.35mil)，寬度為0.01in(w=10mil)，采用FR-4電路板。注意，FR-4的εr典型值為4.35法拉/米(F/m)，但范圍可從4.0F/m至4.7F/m。本例計算得到的特征值為Z0=134Ω，C0=1.04pF/in，L0=18.7nH/in。

　　對于ISM-RF設計中，電路板上布局長(cháng)度為12.7mm(0.5in)的引線(xiàn)，可產(chǎn)生大約0.5pF和9.3nH的寄生參數(圖8)。這一等級的寄生參數對于接收器諧振槽路的影響(LC乘積的變化)，可能產(chǎn)生315MHz±2%或433.92MHz±3.5%的變化。由于引線(xiàn)寄生效應所產(chǎn)生的附加電容和電感，使得315MHz振蕩頻率的峰值達到312.17MHz，433.92MHz振蕩頻率的峰值達到426.61MHz。

　　圖8.一個(gè)緊湊的PCB布局，寄生效應會(huì )對電路產(chǎn)生影響。

　　另外一個(gè)例子是Maxim的超外差接收機(MAX7042)的諧振槽路，推薦使用的元件在315MHz時(shí)為1.2pF和30nH;433.92MHz時(shí)為0pF和16nH。利用方程計算諧振電路振蕩頻率：

　　評估板諧振電路應包括封裝和布局的寄生效應，計算315MHz諧振頻率時(shí)，寄生參數分別為7.3pF和7.5pF。注意，LC乘積表現為集總電容。

　　綜上所述，布板須遵循以下原則：

　　保持引線(xiàn)長(cháng)度盡可能短。

　　關(guān)鍵電路盡量靠近器件放置。

　　根據實(shí)際布局寄生效應對關(guān)鍵元件進(jìn)行補償。

　　接地與填充處理

　　接地或電源層定義了一個(gè)公共參考電壓，通過(guò)低阻通路為系統的所有部件供電。按照這種方式均衡所有電場(chǎng)，產(chǎn)生良好的屏蔽機制。

　　直流電流總是傾向于沿著(zhù)低阻通路流通。同理，高頻電流也是優(yōu)先流過(guò)最低電阻的通路。所以，對于地層上方的標準PCB微帶線(xiàn)，返回電流試圖流入引線(xiàn)正下方的接地區域。按照上述引線(xiàn)耦合部分所述，割斷的接地區域會(huì )引入各種噪聲，進(jìn)而通過(guò)磁場(chǎng)耦合或匯聚電流而增大串擾(圖9)。

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