交錯并聯(lián)有源箝位ZVS-PWM正激變換器的分析與設計

1 引言
目前，大部分大功率DC-DC變換器主要采用全橋(FB)ZVC-PWM變換器。這種變換器控制策略簡(jiǎn)單，并且具有ZVS軟開(kāi)關(guān)與PWM硬開(kāi)關(guān)的優(yōu)點(diǎn)，從而避免了在第一模式下的換流損耗和在第二模式下的開(kāi)關(guān)頻率不恒定與較高的導通損耗。然而，這種傳統的FB-ZVS-PWM變換器并不適合高電壓輸入變換器。文中提出了由2個(gè)有源箝位ZVS-PWM正激變換器通過(guò)變壓器耦合的變換器-交錯并聯(lián)有源箝位ZVS-PWM正激變換器。

2 電路穩態(tài)原理
圖1示出交錯并聯(lián)有源箝位ZVS-PWM正激變換器的工作原理。假設電路工作在穩態(tài)，所有元件均為理想元件，輸出濾波電感Lo足夠大，可以看做是值為Io的電流源。諧振電感Lrl=Lr2=Lr；箝位電容CC1=CC2=CC；諧振電容Crl=Cr2=Cr；變壓器漏電感被Lrl、Lr2吸收；Vl=V2=Vi；主開(kāi)關(guān)管S1，S2與輔開(kāi)關(guān)管S3，S4占空比相同。圖2示出變換器在半個(gè)周期的開(kāi)關(guān)模態(tài)，圖3示出每個(gè)開(kāi)關(guān)模態(tài)的主要波形。

2.1 開(kāi)關(guān)模態(tài)1(t0-t1)
如圖2(a)所示，此階段能量通過(guò)二種途徑傳遞給負載。能量從輸入V1通過(guò)Sl傳遞給負載；當CC2通過(guò)S4放電時(shí)同樣也有能量傳遞給負載。S2、S3這時(shí)處于關(guān)斷，加在S2和S3上的電壓等于加在箝位電容器CC1和CC2上的電壓。

2.2 開(kāi)關(guān)模態(tài)2(t1-t2)
如圖2(b)所示，t1時(shí)刻開(kāi)關(guān)管Sl零電壓關(guān)斷，電容器Cr1線(xiàn)性充電。當開(kāi)關(guān)管Sl上的電壓達到V1、S3上的電壓達到VC-V1時(shí)，此階段結束。
2.3 開(kāi)關(guān)模態(tài)3(t2-t3)
如圖2(c)所示，t2時(shí)刻，變壓器電壓為零，Cr1與Lr1開(kāi)始諧振，輸出電流Io開(kāi)始續流。當開(kāi)關(guān)管Sl上的電壓達到VC時(shí)，此階段結束。
2.4 開(kāi)關(guān)模態(tài)4(t3-t4)
如圖2(d)所示，t3時(shí)刻，二極管D3正向偏置開(kāi)始導通，流過(guò)Lr1開(kāi)始線(xiàn)性減??；同樣，流過(guò)Lr2的電流也開(kāi)始線(xiàn)性減小。在此階段，負載電流通過(guò)Dr1、Dr2仍保持續流。開(kāi)關(guān)管S3必須在二極管D3反向偏置之前導通。當開(kāi)關(guān)管S4關(guān)斷時(shí)，此階段結束。
2.s 開(kāi)關(guān)模態(tài)5(t4-t5)
如圖2(e)所示，當開(kāi)關(guān)管S4關(guān)斷時(shí)，流過(guò)Lr2的電流方向如圖2(d)箭頭所示。電容器以諧振的方式放電，負載電流仍保持續流。當Cr2上的電壓為零、二極管D2開(kāi)始導通時(shí)，此階段結束。
2.6 開(kāi)關(guān)模態(tài)5(t5-t6)
如圖2(f)所示，t3時(shí)刻，二極管D2正向偏置開(kāi)始導通。在此模態(tài)下S2必須導通。流過(guò)Ir2的諧振電流開(kāi)始線(xiàn)性減小，直到為零時(shí)改變方向流過(guò)S2。當流過(guò)Lr1和Lr2的總電流為-nI時(shí)，此模態(tài)結束。

3 原理分析
3.1 箝位特性
箝位電壓與輸入電壓的比率(VC/Vi)由加在S1上的平均電壓決定。利用回路電壓方程得：

3.2 輸出特性
根據圖3示出的波形，開(kāi)關(guān)管換流時(shí)間遠小于開(kāi)關(guān)管導通時(shí)間，輸出平均電壓由下式給出：

式中，Vo為輸出電壓；D為占空比；Vc為箝位電壓；Tx為開(kāi)關(guān)周期；n為變壓器變比(NS/NP)；△t1為沒(méi)有能量傳遞的時(shí)間?！鱰1在半個(gè)周期為：

3.3 換流分析
該變換器實(shí)現了軟開(kāi)通和軟關(guān)斷換流。
在開(kāi)通階段，在開(kāi)關(guān)模態(tài)5的換流(主開(kāi)關(guān)管S2開(kāi)通)變換器在零負載運行時(shí)得到下式：

式中，f是開(kāi)關(guān)頻率與諧振頻率的比，θon是振蕩頻率的位移角；ton是諧振電容放電時(shí)間。諧振電容Cr2放電時(shí)間由下式確定：

在關(guān)斷階段，主要分析開(kāi)關(guān)模態(tài)2與開(kāi)關(guān)模態(tài)3時(shí)開(kāi)關(guān)管S1的關(guān)斷。當S1開(kāi)通時(shí)，諧振電容器Cr2充電。同樣給出變換器在零負載下運行的公式：

4 實(shí)驗及結果
為了驗證上述分析的正確性，在實(shí)驗室完成了一臺輸出60 V/50 A、2Vi=400 V，功率為3000 W，開(kāi)關(guān)頻率為100 kHz的開(kāi)關(guān)電源裝置。
4.1 參數計算
設開(kāi)關(guān)管為理想開(kāi)關(guān)管，Dmax=0.8；△Dmax=0.2。
變壓器的變比由(6)式可得，即：

要確定諧振電容器Cr的值，首先要確定Lr與Cr的振蕩頻率，Dmin=0.65時(shí)，θoff=O.56rad，f=0.1，從式(13)可得

輸出濾波的確定與傳統全橋變換器計算輸出濾波的方法一致，當最大電流紋波△ILO=5 A(10％的Io)，最大電壓紋波△Vo=0.48(0.8％的Vo)時(shí)，那么

4.2 主要元器件的選擇
主開(kāi)關(guān)管Sl和S2選擇MOSFET-APT5012LNR輔助開(kāi)關(guān)管S3和S4選擇MOSFET-IRFP 460；整流二極管Dr1和Dr2選擇HFA50PA60C；箝位電容CC1和CC2選擇6μF/400V；諧振電容Cr1、Cr2選擇2.7 nF/1.6 kV；Lo選21μH；諧振電感Lrl、Lr2選擇3.9μH。其電路圖如圖4所示。

4.3 實(shí)驗結果
圖5(a)和(b)為輸出功率Po=2 780 W的實(shí)驗波形。圖6、7分別為輸出特性和變換器的效率。

5 結束語(yǔ)
本文提出一種交錯并聯(lián)有源箝位ZVS-PWN正激變換器。分析了其輸出特性、變換器的效率及箝位特性。實(shí)驗得到的波形和實(shí)際運行情況驗證了所提出的電路拓撲具有可以在開(kāi)關(guān)管之間獲得較好的分壓、導通損耗小、使變壓器漏電感產(chǎn)生的開(kāi)關(guān)管上的尖峰電壓減至最小、效率高等優(yōu)越性。