輕載下的正激同步整流變換器分析

O 引言
隨著(zhù)計算機、通訊和網(wǎng)絡(luò )技術(shù)的迅猛發(fā)展，低壓大電流DC/DC變換器成為目前一個(gè)重要的研究課題。傳統的二極管或肖特基二極管整流方式，由于正向導通壓降大，整流損耗成為變換器的主要損耗。功率MOSFET導通電阻低、開(kāi)關(guān)時(shí)間短、輸入阻抗高，成為低壓大電流功率變換器首選的整流器件。根據MOSFET的控制特點(diǎn)，應運而生了同步整流(Synchronous rectification，SR)這一新型的整流技術(shù)。

1 同步整流正激變換器
圖l給出的是一種電壓自驅動(dòng)同步整流正激變換器，圖l中兩個(gè)與變壓器耦合的分離輔助繞組N4、N5用來(lái)分別驅動(dòng)兩個(gè)同步整流管S201、S202。當主開(kāi)關(guān)管導通時(shí)，變壓器副邊繞組上正下負，S201柵極電壓為高，導通整流；主開(kāi)關(guān)管截止時(shí)，副邊繞組下正上負，續流S202柵極為高，導通續流。
正激變換器中，同步整流S201的運行情況與變壓器磁復位方式有關(guān)。如果采用如圖1所示的輔助繞組復位電路，在復位結束過(guò)程之后，變壓器電壓保持為零的死區時(shí)間內，輸出電流流經(jīng)續流同步整流管S202，但是S202柵極無(wú)驅動(dòng)電壓，所以輸出電流必須流經(jīng)S202的體二極管。M0SFET體二極管的正向導通電壓高，反向恢復特性差，導通損耗非常大，這就使采用MOSFET整流的優(yōu)勢大打折扣，為了解決這一問(wèn)題，較為簡(jiǎn)單的做法是在S202的漏極和源極之間并聯(lián)一個(gè)肖特基二極管D201，在S202截止的時(shí)間內，代替S202的體二極管續流，這一方法增加的元件不多，線(xiàn)路簡(jiǎn)單，也很實(shí)用。

為了優(yōu)化驅動(dòng)波形，可以采用分離的輔助繞組來(lái)分別驅動(dòng)兩個(gè)同步整流管，比起傳統的副邊繞組直接驅動(dòng)的同步整流變換器來(lái)說(shuō)，這種驅動(dòng)方式無(wú)工作電流通過(guò)驅動(dòng)繞組，因此不需要建立輸出電流的時(shí)間，MOSFET能夠迅速開(kāi)通，開(kāi)通時(shí)的死區時(shí)間即體二極管導通的時(shí)間減少了一半。另一方面驅動(dòng)電壓不只局限于副邊電壓，可以通過(guò)調整輔助線(xiàn)圈來(lái)得到合適的驅動(dòng)電壓。

2 輕載條件下的同步整流
對于正激變換器，在主開(kāi)關(guān)管截止的時(shí)間里，輸出電流是靠輸出儲能電感里的能量維持的，因此變換器有兩種可能的運行情況：電感電流連續模式(CCM，continuous current mode)和電感電流斷續模式(DCM，discontinuous current mode)。
2.1 電感電流連續模式CCM
當負載電流較大時(shí)，電感電流在整個(gè)周期內都不會(huì )下降到零，每個(gè)開(kāi)關(guān)周期可以分為兩個(gè)階段，在t1階段，S201導通，S202截止，電感兩端的電壓為Vs-Vo(其中，Vs為變壓器副邊繞組電壓，Vo為變換器輸出電壓)，電感電流持續上升；t2階段，S201關(guān)斷，S202導通，電感兩端電壓為-V。，電感電壓持續下降。穩態(tài)時(shí)，一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內，濾波電容C的平均充電電流與放電電流相等，故變換器輸出的負載電流平均值Io就是iL的平均值，由于負載電流較大，電感電流iL在整個(gè)周期中都不會(huì )下降至零，電感電流方向不發(fā)生變化，如圖2(a)所示。

當負載電流Io減小時(shí)，ILmax和ILmin都減小，當負載電流Io減小到使ILmin在Ioff結束時(shí)恰好為零，如圖2(b)所示，此時(shí)的負載電流稱(chēng)之為臨界電流

當負載電流進(jìn)一步減小時(shí)，對于副邊采用傳統二極管續流工作的正激變換器來(lái)說(shuō)，將會(huì )出現電感電流斷續的工作情況，如圖2(c)所示。
當副邊采用同步整流工作時(shí)，由于續流MOSFET的雙向導通的特性，使得此時(shí)的電感電流能夠反向，如圖2(d)所示，產(chǎn)生環(huán)流。有了環(huán)流就會(huì )消耗環(huán)流能量。這個(gè)能量的大小和輸出濾波電感有關(guān)，輸出濾波電感越小，環(huán)流就會(huì )越大，環(huán)流能量越大，損耗也越大。所以由于同步整流器不能從CCM模態(tài)自動(dòng)切換到DCM模態(tài)，輕載時(shí)就會(huì )產(chǎn)生很大的環(huán)流損耗。環(huán)流損耗、開(kāi)關(guān)驅動(dòng)損耗和開(kāi)關(guān)損耗使得變換器輕載時(shí)的效率較低。
為了避免電感電流輕載時(shí)反向形成環(huán)路電流，可以采用如圖3所示的驅動(dòng)電路。S201、S202為兩個(gè)同步整流管，Vdd為一基準電壓，R211和R212分壓后產(chǎn)生一個(gè)電壓給定值加在比較器的同向輸入端，比較器的反向輸入端接在輸出電流取樣電阻R210上。當輸出電流高于臨界輸出電流，比較器輸出高電平，主開(kāi)關(guān)管截止期間，S202、S203導通，高電位加至續流M0SFET S202柵極，S202導通續流；當輸出電流低于臨界電流時(shí)，比較器輸出低電位，S204、S203、S202均截止，這個(gè)時(shí)候的續流工作就交由與S202并聯(lián)的肖特基管D201完成，由于肖特基的單向導電性避免了環(huán)路電流的形成。
值得注意的是，續流MOSFET一定要在反向電流產(chǎn)生前截止。如果已經(jīng)產(chǎn)生了反向電流以后才使MOSFET截止，此時(shí)反向電流迅速下降，產(chǎn)生很大的di/dt，會(huì )在續流MOSFET源極和漏極兩端產(chǎn)生很高的電壓尖峰，這個(gè)電壓尖峰甚至可能高于MOSIFET的耐壓，使續流MOSFET擊穿，如圖4的試驗波形所示。

在這種控制方式下，重載時(shí)由續流同步整流管續流，輕載時(shí)由肖特基管續流，電感電流將進(jìn)入DCM模式，這樣減少了導通損耗，提高了輕載時(shí)變換器的效率。
2.2 電感電流斷流模式(DCM)
在這種情況下，每個(gè)周期可以分為三個(gè)階段，t1和t2階段同上述CCM相同。如果在進(jìn)入t3時(shí)刻時(shí)，電感兩端電壓和電感電流精確為零，電路就剛好處于穩態(tài)，不會(huì )出現振蕩，但實(shí)際電路中，很難保證這兩個(gè)條件的滿(mǎn)足。
在t3階段，S201和S202均處于關(guān)斷狀態(tài)，由電感L201寄生電容Cp負載電容C201與負載并聯(lián)構成了L/C振蕩回路，考慮到C201>>Cp，可以求得振蕩頻率為

這個(gè)頻率往往很高，會(huì )在S202源極和漏極兩端形成明顯的振蕩，也就是通常所說(shuō)的振鈴現象，這個(gè)過(guò)程通常來(lái)說(shuō)是欠阻尼振蕩，如圖5的試驗波形所示。

由于DCM模式能夠避免輕載時(shí)環(huán)路電流的產(chǎn)生，卻可以大大提高了變換器輕載時(shí)的效率。兩種電路模式的效率對比如圖6所示。

3 結語(yǔ)
在輕載工況下，采用關(guān)斷續流MOSFET使得正激變換器副邊工作在DCM模式下，可以顯著(zhù)提高同步整流變換器輕載時(shí)的效率。實(shí)驗證明，采用如圖3所示的電路能夠完成輕載時(shí)副邊電流CCM到DCM的轉化，是提高正激變化器輕載效率的一種可行的方法。